引論：我們?yōu)槟砹?3篇濾波器設(shè)計論文范文，供您借鑒以豐富您的創(chuàng)作。它們是您寫作時的寶貴資源，期望它們能夠激發(fā)您的創(chuàng)作靈感，讓您的文章更具深度。
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LC濾波器設(shè)計軟件的種類繁多，早已步入尋常百姓人家，本文從使用簡單、方便的角度來推薦幾款免費設(shè)計軟件。
a）AADE公司的FilterDesign它可以幫助工程師簡單、快速地設(shè)計幾乎是任何類型的集總參數(shù)的低通、高通、帶通和帶阻濾波器，同時也可以顯示濾波器的插入損耗、回波損耗、群延遲和輸入阻抗等。使用該濾波器設(shè)計軟件時，當(dāng)頻率升高，內(nèi)部的寄生耦合電抗和分布電抗就將破壞它的設(shè)計精度。由于寄生效應(yīng)自然地降低了濾波器的中心頻率，所以設(shè)計的頻率比實際需要的頻率要高一些。
b）RF-Filter.exe軟件該軟件使用非常簡單，僅需選擇所需用的函數(shù)類型、階數(shù)、源阻抗和負(fù)載阻抗等參數(shù)就可設(shè)計出所需參數(shù)和仿真波形。用該軟件設(shè)計一個輸入輸出阻抗為50Ω、7階巴特沃斯、截止頻率為200MHz的低通濾波器時的仿真波形和電路，用歸一化參數(shù)計算和仿真設(shè)計的參數(shù)幾乎完全一致，如圖1所示。
c）FilterSolutions10.0濾波器設(shè)計軟件該軟件如圖2所示。
d）Helical.exe螺旋濾波器設(shè)計軟件該軟件如圖3所示。
用該軟件設(shè)計時輸入輸出阻抗需要匹配，如果參數(shù)設(shè)置不合理時，就可以拒絕進(jìn)入主界面，該款軟件適合于窄帶濾波器設(shè)計。c）FilterSolutions10.0濾波器設(shè)計軟件該軟件如圖2所示。d）Helical.exe螺旋濾波器設(shè)計軟件該軟件如圖3所示。用該軟件設(shè)計時輸入輸出阻抗需要匹配，如果參數(shù)設(shè)置不合理時，就可以拒絕進(jìn)入主界面，該款軟件適合于窄帶濾波器設(shè)計。
2進(jìn)行LC濾波器工程設(shè)計時，考慮PCB的事項
a）頻率越高時，較薄的介質(zhì)層將增加插入損耗，增加介質(zhì)層的厚度將減少這些損耗，但與此同時會增加電路板的穿孔電感或者會產(chǎn)生我們所不期待的信號傳輸模式。介電常數(shù)Er較高時將會增加介質(zhì)中的損耗，而且也會稍微增加導(dǎo)體中的損耗。當(dāng)LC濾波器需要盡可能小的插入損耗時，雖然選擇較厚的PCB板會減少損耗，但也增加了穿地電感，介電常數(shù)Er應(yīng)較小些。上面提到的穿透孔產(chǎn)生的穿地電感可由如下公式計算：這個公式說明了穿透孔的直徑越小、穿透孔的長度越長則穿地電感越大。所以通過PCB板設(shè)計濾波器時，要使穿地電感越小則PCB越薄，濾波器的高頻衰減特性越好。所以選擇PCB板的厚度時必須考慮插入損耗和穿地電感的折衷。同時通過該公式可以算出穿地電感的實際值，在設(shè)計LC濾波器參數(shù)時，可以使穿地電感看成是線圈電感的一部分，使串聯(lián)到電容器的電感值選得小一些。
b）LC濾波器通過PCB板工程制作時，所有元器件的引線必須最短以減少損耗和引線電感。傳輸?shù)奈Ь€保持50Ω的恒定阻抗，以減少失配損耗及由不連續(xù)阻抗引起的反射。在1GHz時，即使1cm的短線，也會有約10nH的電感，形成一個幾乎很純正的電感器。濾波器的微帶線中的所有彎曲都應(yīng)該斜接或者變成圓弧狀，以防止輻射到相鄰的電路中。一般地線通過最短的路線，通常是通過一個穿透孔接到PCB的接地板，主要是為了降低返回路徑的對地電感。同時從PCB頂端的接地板到底端的接地板，應(yīng)該以1/4波長或者更小長度的間隔，有規(guī)律地設(shè)置穿透孔。整個PCB的設(shè)計盡可能地減小實際的尺寸以減少損耗和輻射。元件應(yīng)該交叉配置在微帶線的兩側(cè)，以改善高頻域的隔離程度。電容器接地旁邊要有穿透孔，空余的地方盡可能地配置上引線孔。LC帶通濾波器的制作要選用寄生電感量小的電容器，使含有寄生電感的LC諧振電路的諧振頻率重合在幾何中心的頻率上。
c）進(jìn)行LC濾波器的工程設(shè)計時，必須要考慮到PCB線、元器件和導(dǎo)線之間的耦合?？赏ㄟ^使用屏蔽、減少載流環(huán)路的區(qū)域、印刷板引線成直角和傳輸RF電流的印刷板引線互相保持一定的距離來減輕這些不好的能量耦合。當(dāng)RF信號遇到LC濾波器的耦合電容時，為了減少阻抗變化范圍和降低電壓駐波比VSWR，元器件應(yīng)該與微帶線具有相同的寬度，并且焊接的輪廓應(yīng)該平滑以便不干擾信號流。
進(jìn)行LC濾波器工程參數(shù)設(shè)計時的考慮事項
a）如果濾波器要隔直流信號，那么應(yīng)在輸入端加一個很大的電容，使得在最低頻率上的電抗小于1Ω。如果該LC濾波器是高通濾波器，為阻止直流信號，就應(yīng)該在輸入端接一個串聯(lián)電容，而不是并聯(lián)一個電感。
b）如果要設(shè)計精度更高的濾波器就要采用更加復(fù)雜、準(zhǔn)確的現(xiàn)代濾波器理論技術(shù)或者更昂貴軟件程序來考慮寄生效應(yīng)的影響。對于低要求應(yīng)用場合和極點數(shù)少的情況下，僅通過軟件仿真設(shè)計就足夠了。頻率大于30MHz時，表面安裝的元件導(dǎo)致的分布式電抗會使濾波器的中心頻率顯著地降低，必須考慮寄生響應(yīng)的影響?？赏ㄟ^減少繞組直徑和圈數(shù)來減少電感器的匝間電容，可通過更小的元器件來減輕所有元器件的接地電容，可使用以電感相交成直角的方式來減輕電感的相互耦合，可通過使用一個并聯(lián)的電容器來減輕引線內(nèi)的固定電感，減小電容器的寄生電感，通過上述方式可減輕寄生響應(yīng)的影響。
c）LC濾波器在高頻率設(shè)計時，選用高Q值的電感可以減少插入損耗和降低邊緣的圓滑程度。電容器要選用自感量小的元件，如果電容的容許誤差較差或者溫度特性差就會使得通帶特性、中心頻率、回波損耗發(fā)生變化?？刹捎脤⒁粋€電容分為兩個只有一半容量的電容器后再并聯(lián)的辦法，從理論上說，電感量可以減少一半，阻帶衰減量實際上可改善約10dB。
d）根據(jù)衰減頻率部分，考慮到費用、插入損耗、群延遲變化和物理尺寸的要求，濾波器應(yīng)該設(shè)計成最小階數(shù)。在沒有放大器連接之前，若將設(shè)計好的濾波器級聯(lián)，就會導(dǎo)致交互感應(yīng)。
進(jìn)行LC濾波器工程設(shè)計時考慮的濾波器函數(shù)選型事項
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0.前言
隨著電力電子裝置的廣泛應(yīng)用,電網(wǎng)中的諧波污染也日益嚴(yán)重。另外,許多電力電子裝置的功率因數(shù)很低,給電網(wǎng)帶來額外負(fù)擔(dān)并影響供電質(zhì)量?？梢娤C波污染并提高功率因數(shù),已成為電力電子技術(shù)中的一個重要的研究領(lǐng)域。解決電力電子裝置的諧波污染和低功率因數(shù)問題的基本思路有兩條: (1)裝設(shè)補償裝置,以補償其諧波和無功功率; (2)對電力電子裝置本身進(jìn)行改進(jìn),使其不產(chǎn)生諧波,且不消耗無功功率,或根據(jù)需要對其功率因數(shù)進(jìn)行控制。
1.無功與諧波自動補償裝置的原理
1.1有源電力濾波器的原理
電力濾波器主要包括有源濾波器和無源濾波器,或兩者的混合,即混合濾波器。
有源電力濾波器(APF)根據(jù)其與補償對象連接的方式不同,分為并聯(lián)型和串聯(lián)型兩種,而并聯(lián)型濾波器在實際中應(yīng)用較廣。下面以并聯(lián)型有源濾波器為例,介紹其工作原理。論文參考。HPF(High Pass Filter)是由無源元件RLC組成的高通濾波器,其主要作用是濾除逆變器高頻開關(guān)動作和非線性負(fù)載所產(chǎn)生的高頻分量;負(fù)載為諧波源,它產(chǎn)生諧波并消耗無功功率。有源電力濾波器主要由兩部分組成,即指令電流運算電路和補償電流發(fā)生電路(PWM信號發(fā)生電路、驅(qū)動電路和逆變主電路)。指令電流運算電路的作用是檢測出被補償對象中的諧波和無功電流分量,補償電流發(fā)生電路的作用是根據(jù)指令電流發(fā)出補償電流的指令信號,控制逆變主電路發(fā)出補償電流。
作為主電路的PWM變流器,在產(chǎn)生補償電流時,主要作為逆變器工作。為了維持直流側(cè)電壓基本恒定,需要從電網(wǎng)吸收有功電流,對直流側(cè)電容充電時,此時作為整流器工作。它既可以工作在逆變狀態(tài),又可以工作在整流狀態(tài),而這兩種狀態(tài)無法嚴(yán)格區(qū)分。
有源濾波器的基本工作原理是:通過電壓和電流傳感器檢測補償對象(非線性負(fù)載)的電壓和電流信號,然后經(jīng)指令電流運算單元計算出補償電流的指令信號,再經(jīng)PWM控制信號單元將其轉(zhuǎn)換為PWM指令,控制逆變器輸出與負(fù)載中所產(chǎn)生的諧波或無功電流大小相等、相位相反的補償電流,最終得到期望的電源電流。
1.2無功與諧波自動補償裝置的原理
為適應(yīng)濾波器要求容量大這一特點,我們采用了有源電力濾波器與無源LC濾波器并聯(lián)使用的方式。其基本思想是利用LC濾波器來分擔(dān)有源電力濾波器的部分補償任務(wù)。由于LC濾波器與有源電力濾波器相比,其優(yōu)點在于結(jié)構(gòu)簡單、易實現(xiàn)且成本低,而有源電力濾波器的優(yōu)點是補償性能好。兩者結(jié)合同時使用,既可克服有源電力濾波器成本高的缺點,又可使整個系統(tǒng)獲得良好的濾波效果。
在這種方式中,LC濾波器包括多組單調(diào)諧濾波器和高通濾波器,承擔(dān)了補償大部分諧波和無功的任務(wù),而有源濾波器的作用是改善濾波系統(tǒng)的整體性能,所需要的容量與單獨使用方式相比可大幅度降低。
從理論上講,凡使用LC濾波器均存在與電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振的可能,因此在有源電力濾波器與LC濾波器并聯(lián)使用方式中,需對有源電力濾波器進(jìn)行有效控制,以抑制無源濾波器與系統(tǒng)阻抗之間發(fā)生諧振。論文參考。
2.無功與諧波自動補償裝置控制系統(tǒng)設(shè)計
2.1系統(tǒng)技術(shù)指標(biāo)
(1)適用電源電壓等級: 220 V(AC) , 380V(AC)
(2)有源濾波器補償容量: 50kVA(基波無功);150A(最大瞬時補償電流)
(3)可以控制的無源補償網(wǎng)絡(luò)的功率等級: 500kVA。
(4)在無源補償網(wǎng)絡(luò)容量范圍內(nèi),補償后的電源電流:功率因數(shù)高于0. 9,總諧波畸變系數(shù)(THD) <5%,三相負(fù)載電流的不對稱系數(shù)<3%。
(5)可適用的運行環(huán)境:室內(nèi);溫度-20~
55℃;相對濕度<90%。
2.2有源濾波器控制系統(tǒng)的設(shè)計
雙DSP芯片分別采用浮點芯片TMS320VC33和定點芯片TMS320LF2407,以下簡稱為VC33和F2407。對VC33來講,其運算能力很強,主頻最高為75MHz,但片內(nèi)資源和對外I/O端口較少,邏輯處理能力也較弱,主要用于浮點計算和數(shù)據(jù)處理;而F2407正好相反,其片外接口資源豐富,I/O端口使用方便,但其精度和速度有一定限制。所以用于數(shù)據(jù)采集和過程控制。
中央控制器由F2407實現(xiàn),主要用于①主電路電壓、電流的采集;②四象限變流器的控制;③無源補償控制指令的;④顯示、按鍵控制;⑤與上位機的通訊。兩個DSP芯片通過雙端口RAM完成數(shù)據(jù)交換。通過這兩個DSP芯片的互補結(jié)合,可充分發(fā)揮各自的優(yōu)點,使控制系統(tǒng)達(dá)到最佳組合。各相無源補償網(wǎng)絡(luò)的控制及電流檢測由各自的控制器完成。各控制器通過光電隔離的RS-485通訊總線與F2407相連。
3.結(jié)論
3.1提出了一種新的電力系統(tǒng)諧波與無功功率的綜合動態(tài)補償方式,對無功與諧波自動補償裝置主電路和控制系統(tǒng)工作原理進(jìn)行了分析。
3.2由于電源系統(tǒng)的諧波對應(yīng)于一個連續(xù)的頻譜,投入有源濾波器可以大大改善濾波性能,并能抑制LC電路與電網(wǎng)之間的諧振。有源濾波器的控制系統(tǒng)采用了基于雙DSP結(jié)構(gòu)的全數(shù)字化控制平臺。論文參考。
3.3在此項目的實踐中,電力系統(tǒng)的功率因數(shù)提高到0.9以上,完全符合此項目合同的技術(shù)性能指標(biāo)。同時使供電網(wǎng)的諧波得到了有效抑制。通過儀器檢測5次、7次等諧波電流幾乎為零值。
【參考文獻(xiàn)】
[1]趙慶華,吳琦.無功補償電容器容量計算及放電器的配置[J].安徽電力職工大學(xué)學(xué)報,2003,(03).
[2]劉凱峰,鄭常寶.一種SVC試驗裝置的設(shè)計[J].安徽電子信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)報,2007,(06).
[3]楊孝志.幾種無功補償技術(shù)的分析和比較[J].安徽電力,2006,(02).
[4]柯勇,錢峰.有源電力濾波器諧波電流檢測研究及仿真[J].安徽工程科技學(xué)院學(xué)報(自然科學(xué)版),2008,(02).
[5]張艷紅,張興,林閩,呂紹勤,張崇巍.與建筑相結(jié)合的光伏并網(wǎng)發(fā)電示范電站[J]中國建設(shè)動態(tài).陽光能源,2005,(06).
[6]朱連成,王琳,寧春明,刁嫣妲.基于EXB841的IGBT驅(qū)動保護(hù)電路的設(shè)計[J].遼寧科技大學(xué)學(xué)報,2008,(01).
[7]彭偉.電力變壓器差動保護(hù)誤動的非故障原因分析[J].安徽水利水電職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)報,2002,(02).
[8]許婭.供電系統(tǒng)中諧波產(chǎn)生原因及限制措施[J].安徽水利水電職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)報,2003,(02).
[9]范木宏,成立,劉合祥.電荷泵鎖相環(huán)的全數(shù)字DFT測試法[J].半導(dǎo)體技術(shù), 2005,(04).
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按照低通濾波器的衰減特性，可以分為巴特沃斯濾波器、切比雪夫濾波器、考爾參數(shù)濾波器和一般參數(shù)濾波器。后兩類濾波器要求元件嚴(yán)格符合設(shè)計值，而且為了達(dá)到設(shè)計的目的所需的階數(shù)都較高這為濾波器的實現(xiàn)帶來了困難[6]，因此本文僅針對巴特沃斯和切比雪夫濾波器的輸出特性進(jìn)行討論。
2.1巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器簡介巴特沃斯濾波器又稱最平響應(yīng)濾波器，在靠近零頻率（直流）處具有一個最平通帶，其平坦度隨著階數(shù)的增大而增大。趨向阻帶時，衰減單調(diào)增大，在ω=∞上出現(xiàn)無限大值。其衰減特性如圖1a所示。當(dāng)截止頻率為ωp時，其傳輸函數(shù)的模平方和衰減分別為切比雪夫濾波器的特點是，通帶內(nèi)衰減在零值和所規(guī)定的上限值之間做等起伏變化；阻帶內(nèi)衰減單調(diào)增大，在ω=∞上出現(xiàn)無限大值。其傳輸函數(shù)的模平方和衰減分別為
2.2相同衰減特性時階數(shù)的確定首先研究一下當(dāng)Ω很大時，巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器的衰減特性。由式（2），若Ω1，則巴特沃斯濾波器衰減近似為由上式可知切比雪夫濾波器的衰減特性漸進(jìn)于由起始值6(n?1)+20lgε開始，按每倍頻程6ndB的速率上升的直線。且假設(shè)通帶最大衰減為Ap，兩濾波器有共同的表達(dá)式p20.1101Aε=?巴特沃斯濾波器階數(shù)選取公式
3PWM整流器直流濾波器分析
3.1濾波器階數(shù)的選取當(dāng)整流器為電流源型PWM整流器時，其輸出充電電流的諧波含量與整流變壓器輸出電壓U0、調(diào)制比m、直流側(cè)儲能電感L、電池內(nèi)阻r0以及電池端電壓E0有關(guān)，當(dāng)U0、r0和E0已定，PWM整流器輸出電流諧波隨著m的增大而減小?？紤]極端的情況，假設(shè)oU/3=150V，電池端電壓為E0=48V（根據(jù)目前實驗室已有的條件，模擬4節(jié)12V/150A的串聯(lián)電池組），r0=0.3Ω，直流側(cè)儲能電感為3mH，則按照10h率充電的原則，調(diào)制比應(yīng)設(shè)在0.23左右，輸出電流諧波含量為14.5%。因為PWM整流器輸出諧波主要為高次諧波且與開關(guān)頻率k有關(guān)[7]。按照2.1.1節(jié)方法，重新設(shè)計濾波器階數(shù)，則巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器的階數(shù)都為3。
3.2相同階數(shù)時兩類濾波器比較分析同為3階時巴特沃斯和切比雪夫濾波器的響應(yīng)時間。根據(jù)文獻(xiàn)[8]，我國低壓電網(wǎng)的阻抗值遠(yuǎn)大于動力蓄電池組的阻抗值，因此設(shè)計按匹配型濾波器設(shè)計充電機的直流濾波器會影響濾波效果，縮小輸出電流的可調(diào)范圍。按照非匹配型濾波器設(shè)計，并根據(jù)系統(tǒng)電壓可近似看作恒定不變的特點，以恒壓源激勵的非匹配型濾波器設(shè)計兩類三階的濾波器。恒壓源激勵的三階巴特沃斯和切比雪夫濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相同，如圖2所示。參數(shù)見表1。系統(tǒng)的響應(yīng)時間可近似由其階躍響應(yīng)得到。因為電池充電時濾波器兩側(cè)都有電源，將圖2所示結(jié)構(gòu)濾波器看作是由端口N1和N2構(gòu)成的含源雙端口網(wǎng)絡(luò)，很容易寫出當(dāng)N1激勵為U1，N2激勵為E1時，N2電流I2對U1和E1的響應(yīng)為當(dāng)電池組內(nèi)阻為0.3Ω，Ap取1～10之內(nèi)的整數(shù)時巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器的參數(shù)見表1。其中電感的單位為毫亨，電容的單位為微法。將表1的數(shù)據(jù)代入式（7）求拉氏反變換即可求出其階躍響應(yīng)。理論上說兩濾波器的階躍響應(yīng)都是趨于無窮遠(yuǎn)處的減幅振蕩，為了比較兩濾波器的響應(yīng)速度，認(rèn)為振蕩幅值小于穩(wěn)定值的0.1%時即達(dá)到穩(wěn)態(tài)，則系統(tǒng)響應(yīng)時間見表2響應(yīng)時間對應(yīng)數(shù)據(jù)。
4仿真驗證
4.1電流型PWM整流器濾波基于Matlab環(huán)境按照圖2所示搭建電池充電系統(tǒng)，其中整流器選擇電流型PWM整流器。因為電流型PWM輸出電流諧波含量與整流變壓器輸出電壓U0、調(diào)制比m、直流側(cè)儲能電感L、電池內(nèi)阻r0以及電池端電壓E0有關(guān)，論文僅討論其他因素一定，調(diào)制比較低時的濾波效果（此時輸出諧波含量較高）。此時仿真系統(tǒng)內(nèi)參數(shù)設(shè)置為，整流變壓器輸出相電壓為150V，直流儲能電感為3mH，電池內(nèi)阻為0.3Ω，端電壓為48V，按照20A充電，m=0.23。將表1數(shù)據(jù)分別代入該系統(tǒng)的濾波器，仿真比較巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器輸出的濾波波形及其濾波效果。計算出相對于直流的諧波畸變率。因為濾波后各次諧波含量基本在0.5%以下，為了便于觀察諧波分布情況，圖中將基波含量略去不顯示。計算結(jié)果見表2。限于篇幅，本文僅給出當(dāng)Ap=5時，電流型PWM整流器輸出電流波形，如圖3所示。從表2和圖3可以看出，當(dāng)濾波器的階數(shù)為3時，巴特沃斯濾波器的濾波效果和響應(yīng)時間，整體輸出性能要優(yōu)于切比雪夫濾波器，因而更加適合于電流型PWM整流器直流側(cè)濾波器的設(shè)計。
4.2三階濾波器與濾波電感的比較因為直流側(cè)電感的取值是限制電流型PWM整流器應(yīng)用的一個關(guān)鍵因素，根據(jù)文獻(xiàn)[10]，要達(dá)到電池充電低紋波的要求，電感取40mH。因此本文設(shè)計了當(dāng)直流側(cè)僅用40mH電感濾波的電路，與Ap=5時巴特沃斯濾波器的濾波效果進(jìn)行比較，仿真波形如圖4所示。由圖4可以看出，穩(wěn)態(tài)時電感兩端壓降達(dá)到212V，而濾波器僅為60V。因為本文仿真所用為理想元件，因此對輸出電流幾乎沒有影響，但是實際上電感元件是有內(nèi)阻的，如此大的壓降必定會產(chǎn)生巨大的損耗，這直接造成了能源的浪費。如果將濾波電感的內(nèi)阻設(shè)為0.14Ω，則充電電流僅為15.6A（此部分在實驗部分有進(jìn)一步的驗證）。因為電感濾波響應(yīng)時間較慢，因此論文選取1.98～2s間的數(shù)據(jù)進(jìn)行分析，當(dāng)以直流為基準(zhǔn)時，計算輸出電流諧波含量，電感濾波計算結(jié)果為0.5710，濾波器計算結(jié)果0.3492，而且三階濾波器的響應(yīng)時間明顯少于電感濾波的響應(yīng)時間。仿真表明，無論對電感的需求還是實際濾波效果，三階濾波器的效果要優(yōu)于電感濾波。
5實驗論文進(jìn)行了三方面的實驗驗證：首先根據(jù)同一輸出特性，設(shè)計了相同階數(shù)和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的巴特沃斯和切比雪夫濾波器進(jìn)行濾波實驗，驗證兩組濾波器在相同要求下各自不同的輸出特性；然后在開環(huán)情況下，通過改變PWM整流器的占空比m改變輸出電流的數(shù)值，以驗證巴特沃斯濾波器的響應(yīng)速度和穩(wěn)態(tài)性能；最后進(jìn)行了純電感濾波和采用三階濾波器濾波時，濾波電流響應(yīng)速度和穩(wěn)態(tài)性能的比較，驗證三階濾波器在響應(yīng)速度和減小損耗兩方面的優(yōu)點。
5.1兩濾波器輸出特性比較圖5所示為當(dāng)Ap=3時，巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器濾波前后電流波形以及濾波后電流頻譜分析的結(jié)果。其中圖5a和圖5b是兩濾波器濾波前后電流的對比，上半部分為濾波器輸入電流，下半部分為濾波器輸出電流，圖5c和圖5d是將數(shù)字濾波器DL1600采集的電流數(shù)據(jù)進(jìn)行頻譜分析后的結(jié)果。因為濾波后諧波含量較小，含量最大的為0.3%，因此顯示時略去了柱狀圖中表示直流電流含量的部分，以便觀察。由實驗波形可以看出，兩濾波器在穩(wěn)態(tài)的濾波效果是滿足濾波要求的，切比雪夫濾波器因為在阻帶有較高的衰減增長速率，因而穩(wěn)態(tài)濾波效果優(yōu)于巴特沃斯濾波器。但是切比雪夫濾波器的傳輸函數(shù)在阻帶內(nèi)有等波紋的衰減，而巴特沃斯濾波器在阻帶內(nèi)衰減是平坦的，兩者的傳輸特性決定了在相同的設(shè)計要求下，切比雪夫濾波器的響應(yīng)速度比巴特沃斯濾波器要慢得多。為了增加直流側(cè)濾波器頻率較低諧波的衰減，需要增大Ap取值，這將增加切比雪夫濾波器的響應(yīng)時間。在實驗中切比雪夫濾波器需要120ms達(dá)到穩(wěn)態(tài)，而巴特沃斯濾波器僅需40m即可達(dá)到穩(wěn)態(tài)。
5.2巴特沃斯濾波器的響應(yīng)特性在開環(huán)情況下通過改變調(diào)制比m改變輸出電流I0，以驗證濾波器的綜合性能。調(diào)制比m數(shù)值由0.40.70.40.7，實驗結(jié)果如圖6所示。其中圖的上半部分是濾波前的電流的波形，圖的下半部分是濾波后的波形。限于篇幅略去了FFT的分析結(jié)果。經(jīng)計算總諧波含量均小于0.5%。實驗表明濾波器具有良好的濾波效果和響應(yīng)速度。
5.3電感濾波與三階濾波器的比較圖7所示為電池端電壓12.8V，變壓器輸出35V，直流側(cè)采用三階巴特沃斯濾波器和僅采用40mH電感濾波的實驗波形。由于電感濾波時，PWM整流和電感是串聯(lián)電路，因此無法進(jìn)行濾波前后波形對照。但是因為圖7a和圖7b中除了濾波元件外，其他實驗條件完全相同，因此電感濾波前的波形可以參考圖7a中濾波前的波形。二者輸出電流的頻譜分析如圖7c和圖7d所示。從實驗結(jié)果可以看出，三階濾波器濾波電流頻譜中6次及以上的諧波含量非常小。這是因為濾波器設(shè)計時以6次為阻帶頻率的起點；大于6次的諧波對應(yīng)的衰減是按照頻率的增大單調(diào)上升的直線。諧波次數(shù)越高，對應(yīng)的衰減越大，因而6次及以上的諧波得到了很好的抑制。而電感濾波雖然對于最高次諧波的濾除效果接近三階濾波器，但是總的諧波含量要大得多，這是因為電感濾波僅僅是利用元件“恒流”的原理減小電流紋波的緣故。因此三階濾波器雖然所用兩個電感遠(yuǎn)小于電感濾波時需要的電感值，但是濾波效果和響應(yīng)速度要優(yōu)于電感濾波。由實驗還可以看出，由于電感的壓降遠(yuǎn)大于濾波器壓降，其損耗大于三階濾波器，因此在相同的條件下，其輸出電流僅為濾波器濾波的80%。用電橋法測量電感的內(nèi)阻為0.14Ω，此結(jié)果進(jìn)一步驗證了仿真的結(jié)論。本實驗證明，電流型PWM濾波器直流側(cè)采用三階巴特沃斯濾波器后，選用較小的電感值就能輸出相對恒定的電流（諧波含量小于0.5%），達(dá)到大電感才能達(dá)到的濾波效果。而且由于濾波器兩端的壓降小于純電感，因此損耗較小，能夠輸出更大的電流。
篇4
下午好！
我是通信工程專業(yè)14級秋季班的郭勝強，學(xué)號1409421031001，這篇論文是在我的指導(dǎo)老師李彥菲副教授及南廣學(xué)院何光威副教授的悉心指點下完成的，論文的選題是經(jīng)該論文選題是經(jīng)李老師審核通過并給我提出此文的寫作基調(diào)和原則，何老師在我撰寫論文的過程中付出了大量心血，本文經(jīng)過一二三稿并最終定稿，這期間何老師對我的論文進(jìn)行了詳細(xì)的修改和指正，并給予我許多寶貴的建議和意見，給予了我極大的幫助。在專業(yè)知識水平上，二位老師敢于嘗試、鍥而不舍、推陳出新的的精神是我永遠(yuǎn)學(xué)習(xí)的榜樣，并將積極影響我今后的學(xué)習(xí)和工作，在此我謹(jǐn)向李老師、何老師表示崇高的敬意和衷心的感謝。不管今天答辯的結(jié)果如何，我都會由衷的感謝二位老師的幫助和指導(dǎo)，感謝各位評委老師的批評指正。
下面我將這篇論文的畢業(yè)論文選題的目的、意義、寫作內(nèi)容、成果、結(jié)論、存在的不足向各位老師作簡要的陳述。
首先，我想談?wù)劄槭裁催x這個題目及這篇文章的目的和意義。
我當(dāng)時之所以選擇《基于FPGA的數(shù)字音頻信號源設(shè)計實現(xiàn)》這個題目是因在日常遇到的問題中有很多需要進(jìn)行聲音處理，所以選用FPGA器件實現(xiàn)音頻信
號源處理的方案，即對聲音信號進(jìn)行了采集、處理、傳輸存儲和還音回放工作以及如何在噪聲環(huán)境中如何能有效地地把需要的語音信號提取出來，消除或者衰減噪聲，從而顯著提高數(shù)字音頻信號源的質(zhì)量方面的工作。另對系統(tǒng)如何進(jìn)行聲音信號采集、聲音信號模數(shù)轉(zhuǎn)換、編碼、壓縮、聲音信號濾波、音頻信號輸出、傳輸、還音等工作進(jìn)行了探討。
其次，我想談?wù)勥@篇文章的結(jié)構(gòu)和主要內(nèi)容。
我的論文主要分為以下5個部分：
第一部分主要音頻采集、數(shù)據(jù)處理部分基本原理
首先使用話筒把收集到的語言信號作為輸入信號，然后將收集到的音頻信號轉(zhuǎn)換為連續(xù)的電信號，耳機播放的聲音是由經(jīng)過濾波后轉(zhuǎn)換的模擬音頻信號；LM4550(AC-972.1)芯片將輸入的模擬音頻信號經(jīng)過采樣、量化、編碼轉(zhuǎn)換為數(shù)字音頻信號；FPGA中的AC-97模塊用來發(fā)送及接收256bit的串行數(shù)據(jù)流，具有I/O的18位立體聲PCM數(shù)據(jù)端口；AC-97Commands的命令則是用來執(zhí)行初始化命令和設(shè)置放大器增益等；FPGA通過配置接口編寫Verilog程序來控制LM4550(AC-972.1)芯片的正常工作；FPGA和LM4550(AC-972.1)芯片通過數(shù)據(jù)傳輸接口實現(xiàn)音頻信號編碼后的的發(fā)送與接收；FIR濾波器將LM4550傳輸來的數(shù)字化音頻數(shù)據(jù)處理后，經(jīng)過數(shù)據(jù)傳輸接口傳送到LM4550(AC-972.1)芯片的模數(shù)轉(zhuǎn)換后，其模擬信號由耳機線路輸出。
第二部分?jǐn)?shù)據(jù)傳輸部分，本設(shè)計的數(shù)據(jù)傳輸部分?jǐn)M采用以太網(wǎng)傳輸，具體來說使用3類雙絞線的l0BASE-T方式，在上一節(jié)中提到的通過幀結(jié)構(gòu)封裝，多路時分復(fù)用后的數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成串行數(shù)據(jù)后，通過以太網(wǎng)芯片，對數(shù)據(jù)流進(jìn)行IP包的封裝，封裝好的IP包，通過RJ45的接口，經(jīng)華為QuidwayS2700series交換機，再通過RJ45的接口按照協(xié)議傳送到服務(wù)器，并將數(shù)據(jù)流信息存儲到服務(wù)器上。
第三部分是還音部分
還音是整個音頻系統(tǒng)的最后一個環(huán)節(jié)[6]，還音的過程是這樣的，通過網(wǎng)絡(luò)將服務(wù)器中的數(shù)據(jù)流信息傳送過來，由于先前對多路音頻進(jìn)行了時分復(fù)用，所以在此首先對數(shù)據(jù)流信息進(jìn)行解復(fù)用，解復(fù)用后，生成多路音頻數(shù)據(jù)流，將每一路音頻數(shù)據(jù)流進(jìn)行幀結(jié)構(gòu)解析，去除幀頭，幀尾，通道號，時間同步信號信息，糾錯碼信息，同時將時間同步信號信息和通道號信息提取出來，這樣就解析出來帶有通道的多路音頻數(shù)字信號，這些信號之間的延遲信息通過時間同步信號信息來體現(xiàn)，然后將每一通道的音頻數(shù)據(jù)信息進(jìn)行歸一化處理，形成可以播放的wav文件，根據(jù)通道號和時間同步信號信息通過不同的揚聲器播放出來，到此，就完成了還音的過程。
第四部分主要是各模塊的設(shè)計
（一）音頻采集、處理硬件平臺的實現(xiàn)（二）傳輸部分平臺的實現(xiàn)（三）還音部分平臺的實現(xiàn)
第五部分主要是系統(tǒng)的綜合測試和整體實現(xiàn)（一）采集、處理部分的整體實現(xiàn)
（二）系統(tǒng)功能驗證和效果分析及硬件實物驗證（三）傳輸存儲和還音部分綜合測試和整體實現(xiàn)
我的論文結(jié)論是：本課題研究了基于FPGA的數(shù)字音頻源設(shè)計實現(xiàn)，并利用FPGA設(shè)計了對聲音信號進(jìn)行了采集、處理、回放以及如何在噪聲環(huán)境中如何能有效地地把需要的語音信號提取出來，消除或者衰減噪聲。同時進(jìn)行了傳輸存儲和還音重放的設(shè)計工作，
系統(tǒng)在設(shè)計過程中以Xilinx公司Spartan-6系列XC6SLX45芯片為核心芯片，通過XC6SLX45芯片控制LM4550將麥克風(fēng)采集到的語音信號實時的處理轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并將數(shù)據(jù)傳給主控制芯片XC6SLX45，對數(shù)字音頻信號進(jìn)行濾波處理，濾除非有用信號。利用FPGA(FieldProgrammableGateArray，可編程門陣列)可反復(fù)編程、擦除、使用的特點成功的解決了語音濾波器可重構(gòu)的特點。本文中基于FPGA的音頻采集系統(tǒng)中的濾波器的設(shè)計實現(xiàn)了結(jié)構(gòu)靈活、實時性好、通用性強、占用資源少、運行速率高等優(yōu)點。
本文對系統(tǒng)如何進(jìn)行聲音信號采集、聲音信號模數(shù)轉(zhuǎn)換、編碼、壓縮、聲音信號濾波、音頻信號輸出、傳輸、還音等工作進(jìn)行了探討。本論文主要完成工作如下：
1.實現(xiàn)了音頻的采集，信號穩(wěn)定。
2.對音頻信號的處理完成了簡單的同步處理，3.對音頻信號采用時分復(fù)用方法進(jìn)行數(shù)據(jù)處理。4.完成了對信號的測試。
5.接收的音頻數(shù)據(jù)能夠通過軟件解析接出來。
6.本系統(tǒng)把從話筒收集到的語音信號進(jìn)行實時處理轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并將數(shù)據(jù)傳給主控制FPGA芯片XC6SLX45，然后對數(shù)字音頻信號進(jìn)行濾波處理，通過設(shè)計數(shù)字濾波器來處理噪聲信號，消除或者衰減噪聲。
7.借助MATLAB軟件來設(shè)計FIR數(shù)字濾波器，使用FDATooI工具箱設(shè)計濾波器的系數(shù)。利用MATLAB/Simulink建模及算法級仿真，驗證了設(shè)計濾波器的可行性。
8.采用時下比較流行的SystemGenerator設(shè)計FPGA的方式，構(gòu)建了音頻采集系統(tǒng)中的濾波器的硬件模型。完成了采集模塊、時鐘控制模塊、按鍵防抖動模塊、濾波系統(tǒng)模塊的設(shè)計與仿真，并在ISE軟件中進(jìn)行了綜合，驗證了軟件設(shè)計的可行性。
最后，我想談?wù)勥@篇文章存在的不足。本文設(shè)計把首先對模擬音頻信號進(jìn)行量化采集，其次量化音頻信號通過FPGA數(shù)據(jù)處理，是否通過FIR數(shù)字濾波器輸出，然后通過異步串口輸出存儲，最終通過軟件解碼，對音頻量化信號歸一化處理，將聲音回放出來。整個過程已經(jīng)實現(xiàn)。但是還存在一些問題，需要進(jìn)一步的改進(jìn)和加強。
篇5
本世紀(jì)以來，在歐美日等國，對于雙頻濾波器的研究與設(shè)計一直受到極大的重視，迄今已開發(fā)了多種形式的雙頻濾波器，發(fā)表了很多論文和研究報告。微波雙頻帶通濾波器，可以同時工作在無線通信兩個不同頻帶。這種濾波器是用一個雙頻單元來處理兩個頻帶的信號。常用的設(shè)計方法主要有利用諧振腔結(jié)構(gòu)的高頻寄生通帶，即把諧振腔的基模諧振頻率和它的第一個雜散響應(yīng)頻率通過合理的耦合設(shè)計，分別形成雙頻帶通濾波器的第一和第二通帶。本文論述一種采用耦合諧振腔的雙頻帶通濾波器的分析和設(shè)計方法。
1 耦合諧振腔雙頻帶通濾波器原理
雙頻耦合帶通濾波器的等效電路可以看成是兩個單頻段耦合帶通濾波器的疊加，濾波器中的兩個諧振頻率由同一個諧振腔產(chǎn)生，因此諧振腔的個數(shù)可以減少一半。并且耦合諧振雙頻段濾波器的輸入輸出都只有一個諧振腔，因此設(shè)計需要在同一饋電點同時達(dá)到兩個頻段所要求的有載品質(zhì)因數(shù)。濾波器中諧振腔之間的耦合也需要在同一位置同時滿足兩個頻段的設(shè)計要求。
設(shè)計一個雙頻帶通濾波器，首先要確定其通帶頻率以及帶寬，然后求出諧振腔的各個參數(shù)，枝節(jié)長度，位置。諧振腔之間的距離可以通過帶寬的需要來調(diào)節(jié)，在確定了諧振腔的尺寸之后，即要確定抽頭的位置，用以實現(xiàn)頻帶所需的有載品質(zhì)因數(shù)。
2 雙頻帶通濾波器的設(shè)計
利用枝節(jié)加載的開環(huán)諧振腔，采用電耦合結(jié)構(gòu)，設(shè)計了一個兩腔的切比雪夫雙頻帶通濾波器。該濾波器的兩個通帶中心頻率為f1=3.0GHz，f2=5.3GHz，帶內(nèi)波紋0.01dB，3dB相對帶寬分別為FBW1=10%和FBW2=8%。
該濾波器印制于介電常數(shù)為2.65，厚度為1mm的介質(zhì)板上，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。濾波器的電耦合系數(shù)隨諧振腔的間距S變化的曲線通過軟件Ansoft HFSS仿真得出，如圖2所示。
取θ1=93°，θ2=93°，θs=30°（基于基本諧振模式f1=3GHz得出）即可以實現(xiàn)f2/f1=1.78的頻率比，并通過仿真優(yōu)化確定其相應(yīng)參數(shù)的尺寸為La=10.5mm，L1=4.2mm，L2=1.6mm。
其中頻率f1和f2處所得到的電耦合系數(shù)分別用k1和k2表示，k1和k2的大小表示著諧振腔間的耦合強弱，決定著兩個工作頻率的相對帶寬的大小。由圖2中曲線可知，在同一個間距S處，k1值大于k2值，也就是說，該濾波器的相對帶寬FBW1將大于FBW2。但隨著S的增加，兩條曲線逐漸接近，k1與k2間的差值減小，相對帶寬也趨于接近。
對于兩級切比雪夫濾波器，諧振腔的耦合系數(shù)由帶通濾波器的相°對帶寬FBW，切比雪夫低通原型濾波器的元件值g1和g2，對應(yīng)的頻帶n=1，2。通過計算得到濾波器的兩個頻帶的電耦合系數(shù)分別為0.047和0.037，則取間距S=0.7mm。
在確定了諧振腔的尺寸之后，即要確定抽頭的位置，用以實現(xiàn)頻帶所需的有載Qe。經(jīng)過仿真優(yōu)化，取饋點位置φ1=72°即可在兩個頻率處都實現(xiàn)良好的阻抗匹配，相應(yīng)的結(jié)構(gòu)參數(shù)Lf=9.1mm，Wf=0.9mm。最終仿真該濾波器所得到的S參數(shù)曲線如圖3所示。由圖3可知，兩個3dB通帶分別為2.8-3.2GHz和5.1-5.56GHz，帶內(nèi)最大插入損耗-0.02dB和-0.07dB具有良好的通帶特性。
改變枝節(jié)的長度θs，高次模的諧振頻率也隨之相應(yīng)改變，即第二個通帶的中心頻率f2將發(fā)生偏移。令θs分別為15°，30°和45°，進(jìn)行仿真分析，所得到的S21曲線如圖7所示。由圖4可知，隨著θs的變長，工作頻率f2明顯向低頻處移動，而基模頻率f1幾乎保持不變，因此可以通過調(diào)節(jié)枝節(jié)的長度來改變頻率比，改變頻率f2的值。
由此可見，應(yīng)用枝節(jié)加載諧振腔可以實現(xiàn)雙頻帶通濾波器的設(shè)計，通過調(diào)節(jié)枝節(jié)的長度及位置可實現(xiàn)任意頻率比。
3 結(jié)語
本文研究了雙頻耦合諧振帶通濾波器的設(shè)計理論，得到了雙頻帶通濾波器中濾波器參數(shù)與耦合系數(shù)及外部Q值之間的關(guān)系。對枝節(jié)加載開環(huán)諧振腔的特性進(jìn)行了系統(tǒng)的研究，并利用這些理論和設(shè)計方法仿真設(shè)計了一個雙頻帶通濾波器，分析了參數(shù)變化對其諧振頻率的影響，兩個3dB通帶內(nèi)最大插入損耗分別為-0.02dB和-0.07dB具有良好的通帶特性。仿真優(yōu)化結(jié)果驗證了該方法設(shè)計雙頻帶通濾波器的有效性，證明了這種方法在設(shè)計無線通信系統(tǒng)雙頻帶通濾波器的可實用性。
參考文獻(xiàn)
篇6
110kV銀城鋪變電站現(xiàn)有3個電壓等級，分別為110kV、35kV、10kV，現(xiàn)運行兩臺40MVA有載調(diào)壓變壓器。最大負(fù)荷80MW。現(xiàn)有35kV出線4回，現(xiàn)有10kV出線17回。110kV為雙母線帶旁路接線方式；35kV為單母線分段接線方式，10kV為單母線分段接線方式?，F(xiàn)有10kV無功補償裝置2組，總?cè)萘繛?2000kVAR。短路容量：110kV 最大2041 MVA、最小839 MVA；35kV 最大573 MVA、最小298MVA。
2. 35kV側(cè)電能質(zhì)量數(shù)據(jù)分析
為確定MCR型SVC裝置研究與應(yīng)用的方案，2010年9月對銀城鋪35kV兩段母線進(jìn)行了電能質(zhì)量測試。測量的指標(biāo)主要為電壓總諧波畸變率、電壓閃變、功率因數(shù)、無功波動、電壓偏差率和諧波電流。通過對實際測量數(shù)據(jù)的分析，銀城鋪變電站35kV的4號母線存在的主要電能質(zhì)量問題為：
1）功率因數(shù)偏低，僅為0.899（不投10kV電容器時）。
2）電壓總諧波畸變率超標(biāo)，如下表：
3）電壓閃變超標(biāo)，如下表：
4）諧波以3次、5次諧波為主。
3. MCR型SVC設(shè)計方案
通過實測電能質(zhì)量數(shù)據(jù)和對其進(jìn)行的分析，確定補償方案的設(shè)計目標(biāo)為：不投10kV電容器時功率因數(shù)補償至0.97～0.99；消除母線上的電壓畸變和閃變，濾除35kV母線3次、5次諧波；通過調(diào)節(jié)MCR可以將電壓穩(wěn)定在35 kV～36.8 kV范圍之內(nèi)。
3.1 一次設(shè)備接線方式
在35kV的4號母線上設(shè)計安裝FC+MCR型靜止型動態(tài)無功補償及諧波濾波裝置（SVC），其中FC分為兩組，兼做濾波器使用，分別配置為3、5次諧波濾波器。
磁閥式可控電抗器（MCR）采用角形連接，濾波器由濾波電容器和濾波電抗器組成，其控制策略是以穩(wěn)定35kV母線無功為主要目的，并對電壓波動進(jìn)行修正，采用閉環(huán)控制。通過PT檢測母線電壓，CT檢測母線電流，通過控制器計算系統(tǒng)此刻的無功功率值，再根據(jù)檢測到的母線電壓，計算在限定的電壓范圍內(nèi)補償所需的無功功率。通過對MCR晶閘管開通角度的調(diào)節(jié)，滿足穩(wěn)定系統(tǒng)無功的主要目的。采用閉環(huán)控制可以實現(xiàn)快速響應(yīng)和精確調(diào)節(jié)，使SVC達(dá)到最優(yōu)的補償效果。
3.2 35kV母線補償容量的計算
35kV側(cè)負(fù)荷基波無功補償量計算，按未投入10kV電容器時功率因數(shù)計算。
（1）
式中，P為平均有功功率； 為自然功率因數(shù)； 為補償后達(dá)到的功率因數(shù)。計算時由實測值 ，a1取0.899，a2取0.99，則 MVar，考慮到適當(dāng)余度，補償設(shè)計補償容量可取21-24MVar。
3.3 濾波支路設(shè)計
在濾波器設(shè)計中，一般不將其設(shè)計到真正諧振狀態(tài)，在整定值時，可將支路的電容變化率分別為1.07%（H3）和2.2%（H5）；偏離調(diào)諧點范圍為0.5%（H3）和1.1%（H5），且濾波支路在設(shè)計時考慮了在調(diào)諧點諧波頻率±2.5%范圍內(nèi)偏移時，均能達(dá)到濾波的要求例如：3次濾波器調(diào)諧值一般設(shè)計為2.985次濾波器設(shè)計值一般為4.95，設(shè)計濾波器時還要考慮品質(zhì)因數(shù)，這個參數(shù)主要是衡量濾波效果；雖然理論上越大越好，但是品質(zhì)因數(shù)過大，系統(tǒng)容易失諧，因此一般單調(diào)諧濾波器品質(zhì)因數(shù)為15―45。濾波器主要參數(shù)如下表：FC部分全部投入后總設(shè)計容量18000kVar，總的基波容量為12000kVar。
3.4 磁控電抗器及其控制器設(shè)計
磁控電抗器由箱殼、器身、散熱片、油枕以及出線套管等組成，其可控硅箱與電抗器本體可置于同一箱體的方式。磁控電抗器設(shè)計額定容量為12000kvar。一次接線圖如下：
4.效果分析
通過對銀城鋪變電站35kV母線設(shè)計以MCR為主體的SVC無功補償裝置，能夠成功地解決目前存在的電能質(zhì)量問題，提高系統(tǒng)的電壓穩(wěn)定性，其效果主要表現(xiàn)在以下幾個方面：
1）功率因數(shù)：35kV母線的平均功率因數(shù)在0.97以上。
2）諧波：35kV母線各相3、5次諧波電流均明顯減小。
3）無功功率：35kV母線系統(tǒng)無功功率因SVC裝置的大幅度波動變得非常平穩(wěn)。
4）動態(tài)響應(yīng)：設(shè)計的MCR型SVC裝置在負(fù)荷發(fā)生變化的情況下，MCR能在1～2個周波內(nèi)響應(yīng)，并達(dá)到穩(wěn)定。
5）電壓偏差率：設(shè)計的MCR型SVC裝置根據(jù)仿真分析，電壓合格率均為100％。
另外，從經(jīng)濟(jì)效益上講，設(shè)計的SVC裝置還對減小電壓降落損耗、降低電網(wǎng)線損、抑制閃變、提高電網(wǎng)供電能力和延長變電站電力設(shè)備使用壽命等方面發(fā)揮了重要作用。
參考文獻(xiàn):
[1] 陳伯超.新型可控飽和電抗器理論及應(yīng)用.武漢：武漢水利電力大學(xué)出版社， 1999.20～66
[2] 徐俊起.新型靜止無功發(fā)生器的研究：[碩士學(xué)位論文].成都：西南交通大學(xué)，2003
磁控電抗器由箱殼、器身、散熱片、油枕以及出線套管等組成，其可控硅箱與電抗器本體可置于同一箱體的方式。磁控電抗器設(shè)計額定容量為12000kvar。一次接線圖如下：
4.效果分析
通過對銀城鋪變電站35kV母線設(shè)計以MCR為主體的SVC無功補償裝置，能夠成功地解決目前存在的電能質(zhì)量問題，提高系統(tǒng)的電壓穩(wěn)定性，其效果主要表現(xiàn)在以下幾個方面：
1）功率因數(shù)：35kV母線的平均功率因數(shù)在0.97以上。
2）諧波：35kV母線各相3、5次諧波電流均明顯減小。
3）無功功率：35kV母線系統(tǒng)無功功率因SVC裝置的大幅度波動變得非常平穩(wěn)。
4）動態(tài)響應(yīng)：設(shè)計的MCR型SVC裝置在負(fù)荷發(fā)生變化的情況下，MCR能在1～2個周波內(nèi)響應(yīng)，并達(dá)到穩(wěn)定。
5）電壓偏差率：設(shè)計的MCR型SVC裝置根據(jù)仿真分析，電壓合格率均為100％。
另外，從經(jīng)濟(jì)效益上講，設(shè)計的SVC裝置還對減小電壓降落損耗、降低電網(wǎng)線損、抑制閃變、提高電網(wǎng)供電能力和延長變電站電力設(shè)備使用壽命等方面發(fā)揮了重要作用。
參考文獻(xiàn):
[1] 陳伯超.新型可控飽和電抗器理論及應(yīng)用.武漢：武漢水利電力大學(xué)出版社， 1999.20～66
[2] 徐俊起.新型靜止無功發(fā)生器的研究：[碩士學(xué)位論文].成都：西南交通大學(xué)，2003
磁控電抗器由箱殼、器身、散熱片、油枕以及出線套管等組成，其可控硅箱與電抗器本體可置于同一箱體的方式。磁控電抗器設(shè)計額定容量為12000kvar。一次接線圖如下：
4.效果分析
通過對銀城鋪變電站35kV母線設(shè)計以MCR為主體的SVC無功補償裝置，能夠成功地解決目前存在的電能質(zhì)量問題，提高系統(tǒng)的電壓穩(wěn)定性，其效果主要表現(xiàn)在以下幾個方面：
1）功率因數(shù)：35kV母線的平均功率因數(shù)在0.97以上。
2）諧波：35kV母線各相3、5次諧波電流均明顯減小。
3）無功功率：35kV母線系統(tǒng)無功功率因SVC裝置的大幅度波動變得非常平穩(wěn)。
4）動態(tài)響應(yīng)：設(shè)計的MCR型SVC裝置在負(fù)荷發(fā)生變化的情況下，MCR能在1～2個周波內(nèi)響應(yīng)，并達(dá)到穩(wěn)定。
5）電壓偏差率：設(shè)計的MCR型SVC裝置根據(jù)仿真分析，電壓合格率均為100％。
另外，從經(jīng)濟(jì)效益上講，設(shè)計的SVC裝置還對減小電壓降落損耗、降低電網(wǎng)線損、抑制閃變、提高電網(wǎng)供電能力和延長變電站電力設(shè)備使用壽命等方面發(fā)揮了重要作用。
參考文獻(xiàn):
篇7
在EIT系統(tǒng)中，由于電阻抗測量問題是影響電阻抗層析成像系統(tǒng)測量精度和重建圖像質(zhì)量的關(guān)鍵和難點之一，所以對微小電阻抗測量電路的研究是極為重要的。并且電阻抗層析成像系統(tǒng)要求實時處理數(shù)據(jù)，對數(shù)據(jù)處理的速度也有較高的要求。因此，本文針對EIT系統(tǒng)中電阻抗測量電路及其測量數(shù)據(jù)處理模塊進(jìn)行研究。利用Pspice仿真軟件輸出的直觀數(shù)據(jù)，設(shè)計出合理的信號測量電路，并在此基礎(chǔ)上進(jìn)行參數(shù)優(yōu)化，歸納得到EIT系統(tǒng)測量電路參數(shù)優(yōu)化的一般準(zhǔn)則，以滿足成像系統(tǒng)在不同應(yīng)用領(lǐng)域的同一要求，實現(xiàn)更靈活的、有效的工業(yè)過程自動化監(jiān)控功能。
一、基于pspice的電阻抗層析成像測量電路優(yōu)化仿真
EIT系統(tǒng)由四個功能模塊組成，分別是信號發(fā)生模塊、電極選通模塊、信號測量模塊以及數(shù)據(jù)采集與通信模塊。其中，數(shù)據(jù)測量模塊由前置差分放大、帶通濾波器、相敏解調(diào)、低通濾波器四個子模塊組成。
1.可控增益差分放大
接收電極上測得的信號很小，需要進(jìn)行適當(dāng)?shù)姆糯螅瑫r濾除信號中的噪聲，以使后面的測量能得到較好的效果，本文選用芯片AD624完成這一功能，其pspice仿真電路及參數(shù)設(shè)置如圖1所示。
圖1 ERT仿真電路
2.帶通濾波
前置放大電路由于芯片內(nèi)部本身電阻不匹配的問題，會導(dǎo)致共模抑制較理想情況有很大下降，這樣會使部分共模信號耦合到輸出端，經(jīng)放大之后疊加在解調(diào)電路輸出，影響系統(tǒng)精度。所以在信號解調(diào)之前，用窄帶帶通濾波器濾除噪聲。本文采用集成運放及電容、電阻構(gòu)成的二階帶通濾波器，其pspice仿真電路及參數(shù)設(shè)置如圖2所示。等效品質(zhì)因數(shù)Q值是帶通濾波的一個重要指標(biāo)，Q值越高，濾波器的陡峭系數(shù)越高，濾波性能越好，通過仿真發(fā)現(xiàn)電容C2與C3是影響濾波效果的關(guān)鍵參數(shù)。
3.相敏解調(diào)
前置差分放大電路輸出的信號依然是交流信號，無法作為成像數(shù)據(jù)，因此必須經(jīng)過相敏解調(diào)電路將其轉(zhuǎn)化為直流信號，并經(jīng)過低通濾波器濾除噪聲干擾信號，得到的直流電壓信號就可以作為成像數(shù)據(jù)了。
相敏解調(diào)方法可以分為開關(guān)解調(diào)、乘法解調(diào)以及數(shù)字解調(diào)。開關(guān)解調(diào)會產(chǎn)生較大的噪聲，且激勵源的頻率相對較低，應(yīng)用較少；數(shù)字解調(diào)電路設(shè)計復(fù)雜，對A/D轉(zhuǎn)換和CPU的要求很高。因此，本文選用乘法解調(diào)的方式來解決
問題。
設(shè)輸入信號Vin與參考信號Vr是頻率相同，但相位不同的信號：
Vin=Asin（ωt+φ），Vr=sin（ωt+θ）,乘法器輸出電壓為Vd=Asin（ωt+φ）sin（ωt+θ）=A[cos（φ-θ）-cos（2ωt+φ-θ）]/2。經(jīng)低通濾波器濾掉高頻成分后信號變?yōu)椋篤dLFP=Acos（φ-θ）/2。
由上式可知，輸入信號與參考信號間的相位差決定了輸出電壓值的大小，相位差越小，則輸出越接近理論值。因此可以通過采用相位補償電路來盡可能減小輸入端的相位偏差，優(yōu)化解調(diào)輸出。
電路中的乘法器選用AD734。AD734為四象限乘法器，全功率帶寬為10MHz，靜態(tài)精度為0.15%，該芯片無需復(fù)雜的參數(shù)調(diào)節(jié)電路，控制靈活。
4. 低通濾波
由于傳感器電極的模擬開關(guān)在切換的過程中會引入高頻的開關(guān)噪聲，對有用信號造成干擾，影響電路正常工作，因此乘法解調(diào)的結(jié)果需要送到低通濾波環(huán)節(jié)，給直流電路濾除干擾，以供A/D采樣轉(zhuǎn)換。低通濾波所用時間占整個數(shù)據(jù)處理環(huán)節(jié)的大部分，因此，縮短低通濾波器的穩(wěn)定時間可以提高整個信號處理模塊的實時性。就濾波效果而言，當(dāng)然是階數(shù)越高效果越好，但使用更多的儲能元件，會增加濾波器穩(wěn)定的延遲時間。因此，在力求不影響系統(tǒng)精度的前提下，改善濾波環(huán)節(jié)的實時性，所以本文選用二階巴特沃思濾波器。
二、仿真實驗及結(jié)果
1.差分放大仿真與結(jié)果
共模抑制比是差分放大電路的關(guān)鍵指標(biāo)，在仿真中，差模增益設(shè)置為200，將AD624的差模輸入端進(jìn)行短接后，在輸入端送入峰值為1V到10V不等的頻率為50kHz的信號，測出輸出端的電壓，根據(jù)公式計算發(fā)現(xiàn)，隨輸入共模信號的增加，共模抑制比呈上升趨勢，滿足電路中要求的60dB到80dB范圍的要求。
2.帶通濾波仿真與結(jié)果
在不斷改變電容C2與C3的條件下，研究它們對帶通濾波器幅頻特性的影響，通過實驗發(fā)現(xiàn)，當(dāng)C2取值470pF附近時，波形最尖銳，Q值高，通帶范圍是35kHz～66kHz，滿足系統(tǒng)要求。當(dāng)C3取值10pF附近時，該窄帶帶通濾波器的濾波效果最好。
3.相敏解調(diào)的仿真結(jié)果
實驗發(fā)現(xiàn)，輸入信號與輸出信號之間滿足二倍頻的關(guān)系，且輸出包含直流成分，證明了該乘法器電路正確可行。如果輸入信號與參考信號之間有相位差，假設(shè)偏差π/2，此時包含有效信息的直流分量被衰減為零。
前文已經(jīng)提出，可以通過相位補償?shù)姆椒?，改善解調(diào)輸出，下面給出一個可行的方案。圖3為相位補償電路仿
真圖。
通過調(diào)節(jié)電容C1的取值，對于同一輸入信號，輸出信號的相位及幅值有所改變。
4. 低通濾波的仿真結(jié)果
實驗表明打破低通濾波器輸入端電阻的平衡，可以提高輸入電阻，減小輸出電阻，縮短濾波器的穩(wěn)定時間，但需要以增益的減小為犧牲。實驗結(jié)果詳見表1。表1中電阻單位是Ω，時間單位是μs。
本文利用pspice軟件優(yōu)化仿真EIT系統(tǒng)數(shù)據(jù)測量模塊中的核心電路，通過優(yōu)化仿真參數(shù)，分析仿真結(jié)果，歸納出了此類電路的參數(shù)選定一般建議。
參考文獻(xiàn)：
[1]趙進(jìn)創(chuàng).電容層析成像技術(shù)及在兩相流可視化檢測中的應(yīng)用研究[D].東北大學(xué)博士學(xué)位論文,2001.
[2]李二平.ERT數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的優(yōu)化與模塊化設(shè)計[M].天津大學(xué)碩士學(xué)位論文,2007.
[3]袁成剛.混頻激勵下電阻抗測量系統(tǒng)[M].:天津大學(xué)碩士學(xué)位論文,2005.
[4]史志才,王保良.電容層析成像技術(shù)在兩相流流型辨識中的應(yīng)用[J].自動化儀表.2000(8).
[5]黃志堯,陳珙.兩相流流型辨識新方法的研究[J].浙江大學(xué)學(xué)報.1996(4).
篇8
Study on a new method of frequency measurement based on SAW sensor
MA Hui?cheng
（Science and Technology Department， Xi’an Innovation College， Yan’an University， Xi’an 710100， China）
Abstract： The shortcomings of the traditional frequency measuring methods are discussed in this paper. A new method of frequency measurement based on SAW sensor and a measuring circuit are designed. The frequency is preselected by SAW band?pass filter. The signal which is higher than intermediate frequency is measured by the method of frequency measurement and period measurement for others. The hardware circuit is composed of high speed digital devices. The system has high accuracy and is worth to spread.
Keywords： frequency measurement； SAW； sensor； intermediate frequency
傳統(tǒng)的頻率測量是利用頻率計數(shù)電路[1]，在規(guī)定的時間內(nèi)對頻率信號進(jìn)行計數(shù)，這個規(guī)定的時間就是閘門時間，閘門時間是由雙穩(wěn)態(tài)電路提供的。測得的頻率數(shù)值[fx]，是在閘門時間[Tg]內(nèi)對脈沖的計數(shù)值[Nx]與閘門時間[Tg]的比值，即[fx=NxTg]。當(dāng)頻率計正常運轉(zhuǎn)時，被計數(shù)的信號脈沖首先通過閘門然后輸入計數(shù)器，一般狀況下，閘門的打開與閉合與計數(shù)脈沖在端口輸入的時間是不同的。因此在相同的閘門時間里，頻率計數(shù)器對相同的脈沖信號計數(shù)時，最終的顯示值是不一樣的，即有可能產(chǎn)生[±1]個脈沖誤差值[2]。[Nx]會產(chǎn)生誤差，[Tg]也會產(chǎn)生誤差，這些誤差的疊加就構(gòu)成了實際的測頻誤差。利用晶振來產(chǎn)生基準(zhǔn)時間信號[Tg]，方法是晶振的輸出信號[fb]通過[n]級10分頻電路，即[Tg=10n×1fb]。所以，[fx=Nx/Tg=Nx×][fb10n]。最終測頻法的相對誤差[dfxfx]為：
[dfxfx=dNxNx+dfbfb] （1）
[δf=δN+δ0] （2）
式中：[δN=dNxNx=±1Nx]是示值的相對誤差，也叫量化誤差；[δf=dfxfx]是被測頻率信號的相對誤差；[δ0=df0f0]是晶體振蕩器的頻率準(zhǔn)確度，可以用來表示頻率信號的穩(wěn)定程度。
由式（2）可得，，被測頻率的相對誤差由兩方面內(nèi)容構(gòu)成。即系統(tǒng)石英晶體振蕩器的頻率穩(wěn)定度和量化誤差組成。量化誤差與兩個因素相關(guān)：被測信號的頻率值得上下限和雙穩(wěn)態(tài)電路的輸出閘門時間。在某一頻率[fx]的值不變的情況下，閘門時間[Tg]越大，誤差值越小，閘門時間[Tg]越短，誤差值越大。如果取閘門時間[Tg]為某一定值時，測量值[fx]越大，誤差越小，測量值[fx]越小，誤差就越大。在檢測過程中就會出現(xiàn)頻率值較低的信號測量精度較低，頻率值較高的信號測量值較高的情況。系統(tǒng)的測頻結(jié)果與頻率信號的高低有直接關(guān)系。為了避免出現(xiàn)以上的情況，本文設(shè)計了一種利用表面聲波器件的新式測頻法。
1 新型測頻法原理
外界的物理量可以影響聲表面波（Surface Acoustic Wave，SAW）[3]傳感器輸出頻率的數(shù)值。表面聲波傳感器的固有頻率達(dá)到了百兆Hz量級，這個頻率太高，因此很難被頻率計精準(zhǔn)測量，只有通過成比例的降低頻率才能精準(zhǔn)測量。本文的被測量是表面聲波傳感器在進(jìn)行了差動結(jié)構(gòu)的改進(jìn)之后輸出的頻率。這個頻率在經(jīng)過混頻電路之后就處于0～1 MHz之間。這個頻率范圍是可以精準(zhǔn)測量的。為了在頻率的兩端都有較高的測量精度和較低的測量誤差，本文設(shè)計了利用表面聲波帶通濾波器的新式頻率測量方法。帶通濾波器對于通過的信號有較強的選擇能力，只有信號的頻率在通頻帶內(nèi)的信號才能無失真的通過。在此可以按照頻率的高低來設(shè)計兩個聲表面帶通濾波器，設(shè)計方式主要是在插指換能器的密度上按事先計算的結(jié)果來排成不同的密度，聲波在諧振腔內(nèi)的振動頻率由于換能器的密度不同而不同。這樣最終輸出的頻率就根據(jù)插指的密度不同而不同，整個系統(tǒng)只要2個帶通濾波器就可以了。將來如果想要實現(xiàn)精度更高的系統(tǒng)，可以考慮多個帶通濾波器的情況，這樣帶通濾波器的設(shè)計難度會增加。
頻率信號的測量方式有兩類，高頻段可以測頻以及低頻段可以測周期。至于何時測頻以及何時測周期則要看測量儀器的中界頻率 的窄脈沖，以此脈沖觸發(fā)雙穩(wěn)態(tài)電路1，從雙穩(wěn)態(tài)電路的輸出端即得到所需要的寬度為基準(zhǔn)時間的值可以推算出外界加速度的大小。同理，當(dāng)[f1
2 分頻、計數(shù)以及顯示模塊的設(shè)計
被測信號的頻率介于0～1 MHz，相對數(shù)字電路器件來說信號的頻率稍高。電路各個元器件都有傳輸延遲的現(xiàn)象，高頻信號在測量中就會產(chǎn)生一些誤差，這些誤差體現(xiàn)在計數(shù)環(huán)節(jié)，譯碼環(huán)節(jié)及數(shù)碼顯示環(huán)節(jié)上。利用D觸發(fā)器具有分頻的特性，在正式測量前對信號進(jìn)行降頻，這樣可以得到一個頻率相對較低的信號。這樣的信號在后續(xù)的測量過程中不會帶有太大的誤差。
圖2是后續(xù)電路，包括顯示、分頻和計數(shù)3個環(huán)節(jié)。頻率降低的原理是通過D觸發(fā)器對輸入被測信號首先進(jìn)行兩分頻，這樣可以得到輸入信號頻率一半的被測信號。電路的結(jié)構(gòu)是把D觸發(fā)器的端口[Q]與D觸發(fā)器的置位端口D直接連接從而構(gòu)成兩分頻電路。觸發(fā)器輸出端的輸出信號再送到10進(jìn)制計數(shù)器74LS192D的UP端口，這個信號的頻率很高達(dá)到了1 MHz，所以必須用6個數(shù)碼管來顯示被測結(jié)果。低位計數(shù)器的C0端口和高一位的UP端口連接，這樣就可以顯示6位10進(jìn)制數(shù)字。電路圖里J1的功能是對數(shù)碼管進(jìn)行清零操作，以保證測量開始時數(shù)碼管都顯示0。整體電路如圖2所示。3 試驗結(jié)果及精度分析
利用Multisim 10軟件對測頻電路進(jìn)行分析。分析過程為選取1 MHz的標(biāo)準(zhǔn)信號，首先進(jìn)行2分頻，整體電路里的頻率計XFC1對上述信號進(jìn)行測量，顯示示值為500 kHz。使用軟件自帶的示波器對兩路信號進(jìn)行觀測， 由圖3、圖4可得2分頻后的信號頻率約為被測信號頻率的一半。測試數(shù)據(jù)證明所設(shè)計的兩分頻電路滿足測量的要求。從表1可以看出，系統(tǒng)在測量時在低頻段的誤差幾乎為0，只有在高頻段才出現(xiàn)了誤差。信號源輸出的頻率為500 kHz時，系統(tǒng)的測量頻率為499 kHz，絕對誤差是1 Hz。信號源輸出的頻率為1 000 kHz時，系統(tǒng)的測量頻率為997 kHz，絕對誤差是3 Hz。
4 結(jié) 語
頻率的測量在科學(xué)研究工業(yè)生產(chǎn)的各個方面都具有很重要的作用，能否得到一個準(zhǔn)確的頻率值往往決定了一個檢測系統(tǒng)的優(yōu)劣。例如：現(xiàn)代很多傳感器輸出的信號具有準(zhǔn)數(shù)字化特征，這個特征就是信號不用進(jìn)行模/數(shù)轉(zhuǎn)換就可以直接輸入測量系統(tǒng)進(jìn)行測量，電路的結(jié)構(gòu)得以簡化，但是這個頻率信號的測量誤差是個難以解決的問題，傳統(tǒng)的測頻法無法解決在頻率的上、下限處測量時產(chǎn)生的較大誤差。本文提出的基于頻率選擇的測頻 本文由wWW. DyLw.NeT提供，第一 論 文 網(wǎng)專業(yè)寫作教育教學(xué)論文和畢業(yè)論文以及服務(wù)，歡迎光臨DyLW.neT法在誤差控制上得到了提高，但是還有一些問題尚需解決，例如下一步可以考慮測量理論的具體實現(xiàn)。利用智能系統(tǒng)實現(xiàn)新型頻率測量方法，首先要考慮選用哪種芯片，在電路中還要選取具體的雙穩(wěn)態(tài)電路和相應(yīng)的觸發(fā)器。電路中的濾波與放大電路也要設(shè)計合理，只有所有的因素滿足系統(tǒng)的需要，整個系統(tǒng)才能體現(xiàn)出設(shè)計目標(biāo)。
圖4 雙通道示波器顯示圖
表1 試驗數(shù)據(jù)
參考文獻(xiàn)
.制造業(yè)自動化，2010（2）：184?185.
篇9
A Novel Microwave Differential Lowpass Filter Based on Double-sided Parallel-strip Line
Qing-Yuan Lu
（Xinglin College， Nantong University， No.999， East Outer Ring Road， Nantong， 226000）
Abstract ─ In this letter， a novel microwave differential lowpass filter （LPF） is firstly proposed based on the double-sided parallel-strip line （DSPSL）. As the DSPSL is with the inherent differential transmission property， one of identical metal strips in DSPSL can be either signal line or ground for the other strip. The lowpass characteristic for the differential-mode operation is achieved when port 1’（ 2’ ） possess opposite signal lines as compared with port 1 （2）. L-C equivalent circuits for both differential-mode and common-mode are given to illustrate the frequency responses of the two modes. A demonstrated filter with 3 dB cut-off frequency at 1 GHz has been designed， fabricated and measured for the purpose of verification. The designed LPF features advantages of low in-band insertion loss and wide-band common-mode suppression. Good matching between the simulated and measured results has been observed， which verifies the proposed structure and its design concept.
Index Terms - double-sided parallel-strip line （DSPSL），Differential filter，lowpass filter.
一、 引言
S著現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)的快速發(fā)展，平衡式電路因為許多的優(yōu)點如抑制噪聲能力、低串?dāng)_和低電磁干擾等優(yōu)點，而受到了越來越多研究者的關(guān)注。濾波器作為一個頻率選擇器件，在無線通信系統(tǒng)中起著重要的作用。許多形式的傳輸線被用來設(shè)計平衡式濾波器，比如：微帶線、帶狀線、雙邊平行帶線和基片集成波導(dǎo)等[1]-[6]。
傳統(tǒng)的平衡式濾波器設(shè)計方法并不容易實現(xiàn)具有高共模抑制度的平衡式低通濾波器。因為對于一對差分傳輸線而言，其差模情況下的等效電路始終會存在虛擬接地點。比如文獻(xiàn)[1]-[4]中的結(jié)構(gòu)并不能用來設(shè)計低通濾波器，因為其差模等效電路中擁有短路接地點。因此，很少有相關(guān)的論文涉及微波頻段的平衡式低通濾波器設(shè)計。據(jù)作者所知，只有文獻(xiàn)[8]-[9]提出了一種可以用來設(shè)計平衡式低通濾波器的方法，但是這種利用缺陷地結(jié)構(gòu)來抑制共模信號的方法很難在實現(xiàn)較寬頻帶范圍。
如圖1所示，本文提出了一種新型的微波平衡式低通濾波器。該濾波器設(shè)計基于雙邊平行帶線結(jié)構(gòu)，擁有低帶內(nèi)插損和較寬的共模抑制能力等優(yōu)點。并且介紹了一種濾波器的簡單設(shè)計方法。
二、 濾波器設(shè)計
圖1為所設(shè)計的平衡式低通濾波器的結(jié)構(gòu)示意圖。傳統(tǒng)的雙邊平行帶線是一種平衡式傳輸線，其結(jié)構(gòu)中間層為介質(zhì)，介質(zhì)兩面為對稱的信號線。因為雙邊平行帶線的對稱特性，我們可以將“地”線和“信號”線互換使用。通過將端口處成對的SMA接頭中的一個反接，可以實現(xiàn)差模等效電路與共模等效電路的互換，反之亦然。
差模情況下的低通特性是利用端口1（2）與端口1’（2’）相反的信號線來實現(xiàn)的。圖2為平衡式低通濾波器的差模和共模的等效電路以及L-C原型。
圖2 所設(shè)計的低通濾波器模的等效電路以及L-C原型電路
（a） 差模等效電路
（b） 共模等效電路
（c） 差模L-C原型電路
（d） 共模L-C原型電路
對于差模情況，如文獻(xiàn)[11]第5章所述，可利用開路枝節(jié)實現(xiàn)低通響應(yīng)。具有較高阻抗的傳輸線可以等效為電感（L1、L2和L3），那么開路枝節(jié)可以等效為接地電容（C1和C2）。在本設(shè)計中，我們將3dB截止頻率設(shè)定為1GHz，兩個傳輸零點分別設(shè)置在1.66GHz和2.3GHz用來提高低通濾波器的頻率選擇性。其零點的計算公式如下：
（1）
對于共模響應(yīng)，短路枝節(jié)可以等效為電感（L4和L5）和電容（C3和C4）的并聯(lián)。其共模的諧振點由并聯(lián)的L4C3和并聯(lián)的L5C4控制。而且這些共模諧振頻點遠(yuǎn)離差模的通帶響應(yīng)，所以該平衡式低通濾波器可以在較寬的頻帶內(nèi)抑制共模信號。
表1為實現(xiàn)上述差模低通濾波器所需的L-C的值。圖3中的藍(lán)線部分為該低通濾波器利用L-C原型電路進(jìn)行仿真的頻率響應(yīng)。
基于上述理論分析設(shè)計了一款差分低通濾波器。其結(jié)構(gòu)參數(shù)如下：l1 = 20 mm， l2 = 20 mm， l3 = 16 mm， l4 = 14 mm， w1 = 0.5 mm， w2 = 4.5 mm， w3 = 5.75 mm?；宀捎昧_杰斯4003C，其介電常數(shù)為3.38，厚度32mil，損耗角為0.0027。圖3中帶有紅色三角的曲線為該濾波器通過軟件仿真得出的頻率響應(yīng)。由圖可見，與利用L-C原型電路的仿真結(jié)果吻合良好。
三、 測試結(jié)果
為了驗證其理論的正確性，我們加工了該濾波器的樣品。圖4為該樣品的照片。該濾波器的仿真結(jié)果是通過軟件Aglient ADS 和Ansoft HFSS。電路樣品測試采用Aglient公司的四端口矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀N5230A，該儀器可以同時測出差模和共模的S參數(shù)。圖3為該平衡式電路的仿真與測試結(jié)果，兩者吻合良好。從該濾波器的測試結(jié)果中可以看出，低通濾波器的3dB截止頻率為1GHz，插入損耗小于0.22dB。該濾波器擁有良好的通帶性能，而且10dB的共模抑制能力可以達(dá)到2.7GHz。
四、 結(jié)論
本文提出了一種基于雙邊平行帶線的平衡式低通濾波器。通過相反的端口結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了平衡式濾波器差模響應(yīng)的低通特性。為驗證該理論，設(shè)計并制造了該濾波器樣品，仿真與測試吻合良好。該濾波器的通帶性能良好，并磧薪峽淼墓材R種頗芰Γ適用于現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)。
致謝
項目基金：南通市科技計劃項目（GY12015021）。
參考文獻(xiàn)
[1] C. H. Wu， C. H. Wang， and C. H.Chen， Novel balanced coupled-line bandpass filters with common-mode noise suppression[J]. IEEE Trans Microwave Theory and Tech55（2007）， 287-295.
[2] J.Shi， and Q.Xue， Balanced bandpass filters using center-loaded half-wavelength resonators[J].IEEE Trans Microwave Theory and Tech58（2010）， 970-977.
[3] J. X. Chen， C. Shao， Q. Y. Lu， H.Tang， and Z. H.Bao，Compact LTCC balanced bandpass filter using distributed-element resonator[J].Electron. Lett.49（2013），354C356.
[4] X. H. Wang， Q. Xue， and W. W.Choi， A novel ultra-wideband differential filter based on double-sided parallel-strip line[J].IEEE Microwave WirelessCompon Lett20 （2010）， 471-473.
[5] M. H. Ho， and C. S. Li， Novel balanced bandpass filters using substrate integrated half-mode waveguide[J].IEEE Microwave WirelessCompon Lett23 （2013）， 78-80.
[6] Y. J. Lu， S. Y. Chen， and P.Hsu， A differential-mode wideband bandpass filterwith enhanced common-mode suppression using slotlineresonator[J].IEEE Microwave WirelessCompon Lett22 （2012）， 503-505.
[7] J. X. Chen， J. L. Li， and Q.Xue， Lowpass filter using offset double-sided parallel-strip lines，Electron. Lett.41（2005）， 1336-1337
[8] T. L. Wu， C. H. Tsai， T. L. Wu， and T. Itoh， A novel wideband common-mode suppression filter for gigahertz differential signals using coupled patterned ground structure[J].IEEE Trans Microwave Theory and Tech57（2009）， 848-855.
篇10
1.FIR濾波器基本原理
根據(jù)沖激響應(yīng)的時域特性，數(shù)字濾波器可分為無限長沖激響應(yīng)濾波器（IIR）和有限長沖激響應(yīng)濾波器（FIR）。相比于IIR濾波器，F(xiàn)IR的突出優(yōu)點是：具有精確的線性相位；總是穩(wěn)定的；硬件容易實現(xiàn)；濾波器的過渡過程具有有限區(qū)間。
FIR濾波器的基本結(jié)構(gòu)可以理解為一個分節(jié)的延時線，把每一節(jié)的輸出加權(quán)累加，可得到濾波器的輸出。FIR濾波器的沖激響應(yīng)h（n）是有限長的，數(shù)學(xué)上N階FIR濾波器可以表示為：
2.FIR濾波器的結(jié)構(gòu)形式
FIR數(shù)字濾波器的實現(xiàn)一般有直接型、轉(zhuǎn)置型、線性相位型、級聯(lián)和頻率采樣等。
（1）直接型FIR數(shù)字濾波器
直接型FIR數(shù)字濾波器也稱卷積型或橫截型FIR數(shù)字濾波器。因為差分方程是信號的卷積形式，所以稱為卷積型FIR數(shù)字濾波器。因為FIR數(shù)字濾波器的輸入是一條x（n）延時鏈的橫向結(jié)構(gòu)，所以稱為橫截型FIR數(shù)字濾波器。圖1給出了一個N階的直接型FIR數(shù)字濾波器的圖解。
（2）轉(zhuǎn)置型FIR數(shù)字濾波器
直接型FIR數(shù)字濾波器的一種變換可稱之為轉(zhuǎn)置型FIR數(shù)字濾波器，可以根據(jù)圖1來構(gòu)造：l）互換濾波器的輸入和輸出；2）顛倒信號流向的方向；3）用差分放大器代替加法器，反之亦可。轉(zhuǎn)置型FIR數(shù)字濾波器，這種FIR數(shù)字濾波器有兩個特點：一是所有的乘法器的被乘數(shù)都是相同的，二是無需額外寄存器來緩存采樣的數(shù)據(jù)。
（3）線性相位的FIR數(shù)字濾波器
FIR數(shù)字濾波器系統(tǒng)的最主要特性就是它能夠構(gòu)成具有線性相位的數(shù)字濾波器。所謂的線性相位特性就是指數(shù)字濾波器對不同頻率的輸入信號所產(chǎn)生的相移與輸入信號的頻率是直線關(guān)系。因此，在FIR數(shù)字濾波器通帶內(nèi)的信號通過FIR數(shù)字濾波器后，除了由相頻特性的斜率所造成的延遲之外，可以不失真的保留通帶內(nèi)的全部信號。線性相位的FIR數(shù)字濾波器的對稱性還可以降低濾波器中所需的乘法器的個數(shù)。如圖2所示，可以看到在“對稱”的結(jié)構(gòu)中，每一個濾波周期均提供了一個乘法器的預(yù)算資源，使得乘法器的數(shù)量是圖1中（直接型FIR數(shù)字濾波器）的一半。
（4）級聯(lián)FIR數(shù)字濾波
級聯(lián)FIR數(shù)字濾波器在需要控制FIR數(shù)字濾波器的系統(tǒng)函數(shù)的零點時，可將式（3）分解成二階的實系數(shù)因子的模式：
這樣就可以得到二階級聯(lián)結(jié)構(gòu)。這種結(jié)構(gòu)中，每一節(jié)都控制著一對一的零點，因此在需要控制系統(tǒng)的傳輸零點時可采用。但相應(yīng)的FIR數(shù)字濾波器系數(shù)會增加，乘法運算的次數(shù)會增加，而且需要乘法器的個數(shù)更多，因此還會需要更多的存儲器，運算時間也會比直接型FIR數(shù)字濾波器增加。
（5）頻率采樣FIR數(shù)字濾波器
頻率采樣FIR數(shù)字濾波器結(jié)構(gòu)，是用系數(shù)將FIR數(shù)字濾波器參數(shù)化的實現(xiàn)的結(jié)構(gòu)。一個有限長的序列可以通過相同長度的頻域采樣值而唯一確定。
將系統(tǒng)函數(shù)在單位圓上N等分后取樣，是單位取樣響應(yīng)h（n）的離散傅里葉變換H（k）。H（k）跟系統(tǒng)函數(shù)的關(guān)系可以用內(nèi)插公式來表示：
頻率采樣FIR數(shù)字濾波器的優(yōu)點在于其選頻性好，適用于窄帶濾波；不同的FIR數(shù)字濾波器，若其長度相同，則可通過改變系統(tǒng)的系數(shù)后，用同一個網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)，復(fù)用性好。頻率采樣FIR數(shù)字濾波器不足之處在于在具體實現(xiàn)時難免存在誤差，零、極點可能不能夠正好抵消，造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定；結(jié)構(gòu)非常復(fù)雜，所需存儲器很多。
通過比較FIR濾波器實現(xiàn)方法，不管是從復(fù)雜度、穩(wěn)定性還是消耗資源上考慮，還是用線性相位型結(jié)構(gòu)的FIR濾波器比較好。
3.濾波器系數(shù)設(shè)計
FDATool（Filter Design&Analysis Too1）是Matlab信號處理工具箱專用的濾波器設(shè)計分析工具，操作簡單、靈活，可以采用多種方法設(shè)計FIR濾波器。這種方法設(shè)計的數(shù)字濾波器，可以隨時調(diào)整濾波器特性，而且濾波結(jié)果實時顯示在圖形區(qū)，減少了工作量，有利于濾波器設(shè)計的進(jìn)一步優(yōu)化。
根據(jù)給定的濾波器設(shè)計指標(biāo)，F(xiàn)IR濾波器通帶帶寬為2MHz，截止頻率為3MHz，主要完成濾除3MHz以上干擾信號的工作，濾波器階數(shù)為32階。在FDATool中選用FIR低通濾波器設(shè)計，其幅頻響應(yīng)和相頻響應(yīng)如圖3和圖4所示。
通過MATLAB可以得到32階的FIR低通濾波器系數(shù)，系數(shù)為[-0.0032；-0.0096； -0.0116；-0.0057；0.0068；0.0196；0.0233；0.0115；-0.0138；-0.0402；
-0.0494；-0.0259；0.0341；0.1175；0.1984；0.2481；0.2481；0.1984；0.1175；0.0341；-0.0259；-0.0494；-0.0402； -0.0138；0.0115；0.0233；0.0196；0.0068； -0.0057；-0.0116；-0.0096；-0.0032]。
從幅頻響應(yīng)和相頻響應(yīng)可以看出實現(xiàn)低通濾波功能的同時得到了一個具有線性相位特性的濾波器系數(shù)。由于MATLAB計算得到的濾波器系數(shù)為浮點數(shù)，而FPGA只能處理定點數(shù)據(jù)，所以還需要通過MATLAB將浮點數(shù)通過量化取整后轉(zhuǎn)化為定點數(shù)。
4.FPGA實現(xiàn)及仿真結(jié)果
通過MATLAB中Simulink建立FIR濾波器模型，F(xiàn)PGA采用Xilinx公司的Spartan3A的XA3S200A器件，經(jīng)過ISE軟件綜合后的濾波器頂層圖如圖5所示。
對自動生成得測試代碼進(jìn)行時序仿真，其仿真時序圖如（圖6）所示。
對于已在Simulink中構(gòu)建完成的模型，啟動仿真，其濾波前后的頻譜圖和時域波形圖如圖7-1、7-2所示。
通過濾波前后頻譜分析對比發(fā)現(xiàn)，濾波前信號幅值基本一樣，而濾波后高頻信號的幅值衰減很大，從波形圖分析對比發(fā)現(xiàn)，濾波前信號波形較密集，包含有高頻成分，濾波后信號波形較疏松，濾去了高頻成分。由此可知該FIR低通濾波器達(dá)到了濾波的效果。
5.結(jié)束語
研究了在FPGA中實現(xiàn)線性相位FIR濾波器的理論原理及設(shè)計方法，并在Xilinx FPGA器件上實現(xiàn)，借助ISE及MATLAB軟件分別對FPGA實現(xiàn)結(jié)果和理論算法結(jié)果進(jìn)行了仿真驗證，經(jīng)過數(shù)據(jù)分析，測試結(jié)果證明該FIR濾波器完全能夠滿足設(shè)計要求。
參考文獻(xiàn)
[1]程佩青.數(shù)字信號處理（第二版）[M].北京：清華大學(xué)出版，2007，02.
[2]王世一.數(shù)字信號處理[M].北京：北京理工大學(xué)出版社，2005，07.
[3]Xilinx.System Generator for User Guide[Z].
[4]MathWorks.Filter Design HDL Coder User’s Guide[Z].
[5]李雪.基于MATLAB的FIR數(shù)字濾波器的研究[J].科技信息，2009（21）：460-463.
[6]徐文波.Xilnx FPGA開發(fā)實用教程[M].北京：清華大學(xué)出版社，2008，11.
篇11
電力系統(tǒng)諧波問題早在20世紀(jì)20年代和30年代就引起科學(xué)家和工程師們的注意。早在19世紀(jì)末，當(dāng)交流電以一種新興的動力形式出現(xiàn)時，人們就發(fā)現(xiàn)了電壓、電流的波形畸變問題，并同時對畸變的原理及消除方法等開始研究。當(dāng)時在德國，由于使用靜止汞弧變流器而造成了電壓、電流波形的畸變。1945年JCRead發(fā)表的有關(guān)變流器諧波的論文是早期有關(guān)諧波研究的經(jīng)典論文。
2.電力電子裝置中的諧波產(chǎn)生
諧波即對周期性的交流量進(jìn)行傅里葉分解，得到頻率大于一的整數(shù)倍基波頻率的分量。電網(wǎng)中的諧波主要是由各種大容量功率變換器以及其他非線性負(fù)載產(chǎn)生的，其中主要的諧波源是各種電力電子裝置，如整流裝置、交流調(diào)壓裝置等，這其中，整流裝置所占的比例最大，它幾乎都是采用帶電容濾波的二極管不控整流或晶閘管相控整流，它們產(chǎn)生的諧波污染和消耗的無功功率是眾所周知的；除整流裝置外，斬波和逆變裝置的應(yīng)用也很多，而其輸入直流電源也來自整流裝置，因此其諧波問題也很嚴(yán)重，尤其是由直流電壓源供電的斬波和逆變裝置，其直流電壓源大多是由二極管不控整流后經(jīng)電容濾波得到的，這類裝置對電網(wǎng)的諧波污染日益突出。
3.諧波的危害
電網(wǎng)中日益嚴(yán)重的諧波污染常常對設(shè)備的工作產(chǎn)生嚴(yán)重的影響，其危害一般表現(xiàn)為：1）諧波電流使輸電電纜損耗增大，輸電能力降低，絕緣加速老化，泄漏電流增大，嚴(yán)重的甚至引起放電擊穿。2）使電動機損耗增大，發(fā)熱增加，過載能力、壽命和效率降低，甚至造成設(shè)備損壞。3）容易使電網(wǎng)與用作補償電網(wǎng)無功功率的并聯(lián)電容器發(fā)生諧振，造成過電壓或過電流，使電容器絕緣老化甚至燒壞。4）諧波電流流過變壓器繞組增大附加損耗，使繞組發(fā)熱，加速絕緣老化，發(fā)出噪聲。5）使大功率電動機的勵磁系統(tǒng)受到干擾而影響正常工作。6）影響電子設(shè)備的正常工作，如：使某些電氣測量儀表受諧波的影響而造成誤差，導(dǎo)致繼電保護(hù)和自動裝置誤動作，對鄰近的通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾，非整數(shù)和超低頻諧波會使一些視聽設(shè)備受到影響，使計算機自動控制設(shè)備受到干擾而造成程序運行不正常等。
4.諧波的抑制
4.1采取主動措施，減少電力電子設(shè)備的諧波含量
1）多脈波變流技術(shù) 對于大功率電力電子裝置，常將原來6脈波的變流器設(shè)計成12脈波或24脈波變流器，以減少交流側(cè)的諧波電流含量。
2）脈寬調(diào)制技術(shù) 其基本思想是控制PWM輸出波形的各個轉(zhuǎn)換時刻，保證四分之一波形的對稱性。使需要消除的諧波幅值為零，基波幅值為給定量，達(dá)到消除指定諧波和控制基波幅值的目的。
3）多電平變流技術(shù) 針對各種電力電子變流器采用移相多重法、順序控制和非對稱控制多重化等方法，將方波電流或電壓疊加，使得變流器在交流電網(wǎng)側(cè)產(chǎn)生的電流或電壓為接近正弦的階梯波，且與電源電壓保持一定的相位關(guān)系。
4.2安裝電力濾波器，提高濾波性能
1）無源電力濾波器。無源電力濾波器（PPF）即利用電容和電抗器組成LC調(diào)諧電路，在系統(tǒng)中能夠為諧波提供并聯(lián)低阻通路，起到濾波作用；同時，利用電容還能補償無功功率，改善電網(wǎng)的功率因數(shù)。但由于結(jié)構(gòu)和原理上的原因，使用無源濾波裝置來解決諧波問題也存在一些難以克服的缺點，如：只能濾除特定次諧波，諧波補償頻帶較窄，過載能力小，對系統(tǒng)阻抗和頻率變化的適應(yīng)性較差，穩(wěn)定性較差，體積大，損耗大等。
2）有源電力濾波器。通過檢測電網(wǎng)中的諧波電流，然后控制逆變電路產(chǎn)生相應(yīng)的補償電流分量并注入電網(wǎng)，以達(dá)到消除諧波的目的。APF按與系統(tǒng)的連接方式不同可分為串聯(lián)型、并聯(lián)型和串―并聯(lián)混合型。并聯(lián)型APF主要適用于感性電流源負(fù)載的諧波補償，串聯(lián)型APF主要用于消除帶電容的二極管整流電路等電壓型諧波源負(fù)載對系統(tǒng)的影響，串―并聯(lián)型APF兼有串、并聯(lián)APF的功能。APF濾波特性不受系統(tǒng)阻抗影響，不會與電網(wǎng)阻抗產(chǎn)生串聯(lián)和并聯(lián)諧振的現(xiàn)象，且對外電路的諧振具有阻尼的作用。此外，APF具有高度可控性和快速響應(yīng)性，不僅能補償各次諧波，還可抑制電壓閃變，補償無功電流，性價比較為合理。
3）混合型電力濾波器?；旌闲碗娏V波器將無源濾波器與有源濾波器組合起來，其中有源濾波器不直接承受電網(wǎng)電壓和負(fù)載的基波電流，僅起負(fù)載電流和電網(wǎng)電壓的高次諧波隔離器的作用，因而有源濾波器的容量可以設(shè)計得較小，利用串聯(lián)的有源濾波器增加高次諧波阻抗而對基波無影響的特性，可以改善無源濾波器的濾波效果，防止與電網(wǎng)之間發(fā)生諧振，但其缺陷是有源濾波器的性能很大程度上決定于電流互感器的特性。另外新型混合有源電力濾波器方案，采用開關(guān)頻率較低的IGBT構(gòu)成的逆變器來進(jìn)行無功補償，由開關(guān)頻率高，耐壓較低的MOSFET構(gòu)成的逆變器進(jìn)行諧波電流補償，高頻逆變器的輸出側(cè)采用變壓器隔離，可消除大部分干擾。為了更好地達(dá)到抑制諧波的效果，對不同的諧波源負(fù)載應(yīng)該采用相應(yīng)結(jié)構(gòu)的濾波裝置，如級聯(lián)型大功率APF、基于DSP的智能型APF等的研究都標(biāo)志著低損耗、大功率、高頻率、智能化的APF是其發(fā)展方向。
5.結(jié)論
日益嚴(yán)重諧波污染已引起各方面的高度重視，“諧波污染”已成為電網(wǎng)內(nèi)三大公害之一。隨著對諧波現(xiàn)象的進(jìn)一步認(rèn)識，將會找到更有效的方法抑制和消除諧波，同時也有助于制度更加合理的諧波管理標(biāo)準(zhǔn)。為了更好地達(dá)到抑制諧波的效果，對不同的諧波源負(fù)載應(yīng)該采用相應(yīng)結(jié)構(gòu)的濾波裝置，只有各方面都重視起來，進(jìn)行治理，才能還電網(wǎng)一個干凈的環(huán)境。
參考文獻(xiàn)：
[1]王兆安.黃俊.電力電子技術(shù).北京：機械工業(yè)出版社.2003
篇12
2 電氣工程的節(jié)能設(shè)計
2.1 高運行效率
為了提高電氣自動化系統(tǒng)的運行效率，應(yīng)盡量選擇節(jié)能型的電力設(shè)備，通過減少系統(tǒng)損耗、無功補償、均衡負(fù)荷等方法，治理電網(wǎng)線路的不平衡電壓，平均分擔(dān)導(dǎo)線負(fù)荷壓力，不僅可有效提高系統(tǒng)運行效率，并且獲得明顯的節(jié)能效果。例如，在電氣自動系統(tǒng)配電設(shè)計時，可合理選取設(shè)計參數(shù)和調(diào)整電路負(fù)荷，從而提高電氣系統(tǒng)電源設(shè)備的綜合利用率和運行效率，直接或者間接地降低電能損耗。
2.2 完善配電設(shè)計 [本文轉(zhuǎn)自DylW.Net專業(yè)提供寫作物理教學(xué)論文和職稱論文的服務(wù)，歡迎光臨Www. DylW.NEt點擊進(jìn)入DyLw.NeT 第一 論 文網(wǎng)]
配電設(shè)計應(yīng)首先考慮電氣自動化系統(tǒng)的適用性，滿足供電設(shè)備的穩(wěn)定性、可靠性要求和用電設(shè)備的電力負(fù)荷容量要求以及電氣設(shè)備度對控制方法的要求等。在設(shè)計配電系統(tǒng)時，除了要滿足電氣設(shè)備和用電設(shè)備的運行要求外，還要確保電力系統(tǒng)的可靠、靈活、易控、穩(wěn)定、高效等。其次，重點考慮電力系統(tǒng)的穩(wěn)定和安全性，第一要確保電氣自動化系統(tǒng)線路具有良好的絕緣性，第二，在設(shè)計走線時，應(yīng)嚴(yán)格控制水平導(dǎo)線的絕緣距離，第三，確保導(dǎo)線的動態(tài)穩(wěn)定、熱穩(wěn)定和負(fù)荷能力的裕度，保障電氣自動化系統(tǒng)運行中配電設(shè)備和用電設(shè)備的安全、穩(wěn)定性，同時應(yīng)做好電氣自動化系統(tǒng)的接地和防雷設(shè)計[2]。
3 節(jié)能技術(shù)在電氣自動化中的應(yīng)用
3.1 加裝有源濾波器
電網(wǎng)線路中的大量諧波易導(dǎo)致電氣自動化系統(tǒng)中的電氣設(shè)備出現(xiàn)誤操作，為了提高電氣自動化系統(tǒng)的安全性，可在電氣設(shè)計時加裝有源濾波器，消除電網(wǎng)的大量諧波，降低電氣自動化系統(tǒng)的線路損耗。隨著電網(wǎng)線路中各種電氣設(shè)備數(shù)量不斷增加，電網(wǎng)線路諧波也不斷增加，這時基波電壓和諧波阻抗電壓易發(fā)生重疊，導(dǎo)致電力系統(tǒng)電壓發(fā)生不同程序畸變，引起電氣設(shè)備誤動作。在電氣自動化系統(tǒng)中加裝有源濾波器可有效解決這個問題，有源濾波器使用功率寬、動態(tài)性能好、反應(yīng)速度快，并且可有效補償電網(wǎng)線路的無功功率，通過有源濾波器過濾電網(wǎng)線路的諧波，有效減少電氣設(shè)備的誤操作和誤動作，提高電氣自動化系統(tǒng)的節(jié)能效果。
3.2 加裝無功補償裝置
在電氣自動化設(shè)計中，可適當(dāng)加裝無功補償裝置，減少電路損耗，確保電網(wǎng)的運行效率和運行質(zhì)量，提高電力系統(tǒng)的安全性和穩(wěn)定性。通過加強無功補償裝置補償電網(wǎng)線路的無功功率，應(yīng)滿足以下要求：其一，根據(jù)電網(wǎng)無功功率情況，設(shè)置無功補償裝置的投切參數(shù)物理量，可有效避免無功補償裝置發(fā)生投切震蕩、無功倒送等情況；其二，安裝無功補償裝置時，對電網(wǎng)線路的局部區(qū)域進(jìn)行就地補償，特別是用電量較大的線路，不僅可保障電網(wǎng)供電質(zhì)量，而且可有效減少電網(wǎng)線路無功功率的長距離傳輸，具有顯著的節(jié)能效果；其三，為了獲得更好地武功補償效果，在選擇無功補償裝置的投切方式時，由于無功補償裝置的分擔(dān)方式、投切開關(guān)方式、按編碼分配方式、按比例分配方式等難以達(dá)到預(yù)期的無功補償效果，因此最好采用具有調(diào)節(jié)平滑、跟蹤準(zhǔn)確、適應(yīng)面廣等特點的模糊投切方式[3]；其四，在使用無功補償裝置對電網(wǎng)線路進(jìn)行無功功率補償時，要根據(jù)電氣自動化系統(tǒng)的具體運行參數(shù)值，如目標(biāo)功率因數(shù)、配電電壓值、電流負(fù)荷等，來合理確定電容器容量。
3.3 優(yōu)化變壓器選擇
為了提高電氣自動化系統(tǒng)的節(jié)能效果，應(yīng)優(yōu)化變壓器的選擇，一方面，電氣自動化系統(tǒng)應(yīng)盡量選擇節(jié)能型變壓器，降低變壓器的有功功率損耗；另一方面，變壓器電氣設(shè)計，通過在三相電源上均勻分解單相設(shè)備、單相無功功率補償裝置、三相四線制供電等方式，減少電網(wǎng)線路的不平衡負(fù)荷，具有良好的節(jié)能效果。
3.4 減少線路傳輸損耗
由于電網(wǎng)線路上有電阻，在電能傳輸過程中不可避免會產(chǎn)生有功功率損耗，雖然這部分損耗不可能完全消除，但是可通過一定措施，最大程度的降低線路損耗。第一，增大導(dǎo)線橫截面積，在確保電氣自動化系統(tǒng)的電氣特性基礎(chǔ)上，適當(dāng)增加導(dǎo)線橫截面積，降低導(dǎo)線電阻，從而減少線路損耗；第二，合理設(shè)計布線路徑，電氣自動化系統(tǒng)設(shè)計在導(dǎo)線布線時，應(yīng)合理設(shè)計布線路徑，避免線路過度彎曲，可有效減少導(dǎo)線電阻；第三，減少負(fù)荷中心和變壓器之間的距離，縮短供電距離，減少電網(wǎng)線路傳輸電能的功率損耗；第四，為了減少電網(wǎng)線路電能損耗，盡量選擇電導(dǎo)率較小的導(dǎo)線材質(zhì)，提高電網(wǎng)線路的節(jié)能性。
4 結(jié)語 [本文轉(zhuǎn)自DylW.Net專業(yè)提供寫作物理教學(xué)論文和職稱論文的服務(wù)，歡迎光臨Www. DylW.NEt點擊進(jìn)入DyLw.NeT 第一 論 文網(wǎng)]
在節(jié)能減排的社會大環(huán)境下，電氣自動化節(jié)能設(shè)計引起人們的廣泛關(guān)注，結(jié)合電氣自動化系統(tǒng)的運行要求，積極應(yīng)用多種節(jié)能技術(shù)，優(yōu)化電氣自動化系統(tǒng)節(jié)能設(shè)計，最大限度地發(fā)揮節(jié)能技術(shù)在電氣自動化中的作用，減少電網(wǎng)損耗，實現(xiàn)最大化的經(jīng)濟(jì)效益和社會效益。
參考文獻(xiàn)
篇13
1 電力系統(tǒng)中的諧波源
1.1 諧波的定義
“諧波”一詞起源于聲學(xué)。有關(guān)諧波的數(shù)學(xué)分析在18世紀(jì)和19世紀(jì)奠定了良好的基礎(chǔ)。傅利葉等提出的諧波分析方法至今仍被廣泛應(yīng)用。電力系統(tǒng)的諧波問題早在20世紀(jì)20年代和30年代就引起了人們的注意。當(dāng)時在德國，由于使用靜止汞弧變流器而造成了電壓、電流波形的畸變。1945 J.C.Read發(fā)表的有關(guān)變流器諧波的論文是早期有關(guān)諧波研究的經(jīng)典論文。到了50年代和60年代，由于高壓直流輸電技術(shù)的發(fā)展，發(fā)表了有變流電力系統(tǒng)、工業(yè)、交流及家庭中的應(yīng)用日益廣泛，諧波所造成的危害也日趨嚴(yán)重。世界各國都對諧波問題予以充分和關(guān)注。國際上召開了多次有關(guān)諧波問題的學(xué)術(shù)會議，不少國家和國際學(xué)術(shù)組織都制定了限制電力系統(tǒng)諧波和用電設(shè)備諧波的標(biāo)準(zhǔn)和規(guī)定。
供電系統(tǒng)諧波的定義是對周期性非正弦電量進(jìn)行傅利葉級數(shù)分解，除了得到與電網(wǎng)基波頻率相同的分量，還得到一系列大于電網(wǎng)基波頻率的分量，這部分電量稱為諧波。諧波頻率與基波頻率的比值（n=fn/f1）稱為諧波次數(shù)。電網(wǎng)中有時也存在非整數(shù)倍諧波稱為非諧波（Non-harmonics）或分?jǐn)?shù)諧波。諧波實際上是一種干擾量，使電網(wǎng)受到“污染”，而現(xiàn)在供電系統(tǒng)諧波污染日趨嚴(yán)重。
1.2 電力系統(tǒng)中主要的諧波源
所謂諧波是指一個周期電氣量的正弦波分量，其頻率為基波頻率的整數(shù)倍。周期為T=2π/ω的非正弦電壓u（ωt），在滿足狄里赫利條件下，可分解為如下形式的傅里葉級數(shù)：
式中，頻率為 （n=2，3…）的項即為諧波項，通常也稱之為高次諧波。電網(wǎng)諧波的產(chǎn)生，主要在于電力系統(tǒng)中存在各種非線性元件。即使電力系統(tǒng)中電源的電壓為正弦波，但由于非線性元件的存在，從而電網(wǎng)中總有諧波電流或電壓。產(chǎn)生諧波的元件很多，包括熒光燈和高壓汞燈等氣體放電燈、感應(yīng)電動機、電焊機、變壓器、電弧爐及晶閘管整流設(shè)備等，其中最為嚴(yán)重的是大型的晶閘管整流設(shè)備和大型電弧爐，它們產(chǎn)生的諧波電流特別突出。經(jīng)統(tǒng)計表明，它們產(chǎn)生的諧波占總諧波量的近40%，是最大的諧波源。下面將對整流裝置、電弧爐和電氣化鐵道的諧波進(jìn)行簡要的分析。
2 電力系統(tǒng)諧波仿真
系統(tǒng)仿真是根據(jù)被研究的真實系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型研究系統(tǒng)性能的一門學(xué)科，現(xiàn)在尤指利用計算機去研究數(shù)學(xué)模型行為的方法。計算機仿真的基本內(nèi)容包括系統(tǒng)、模型、算法、計算機程序設(shè)計與仿真結(jié)果顯示、分析與驗證等環(huán)節(jié)。仿真是系統(tǒng)分析研究的重要手段，它可以驗證理論和設(shè)想、模擬實際系統(tǒng)運行過程、分析系統(tǒng)特性隨參量的變化規(guī)律、描述系統(tǒng)的狀態(tài)與特性，可以具有實驗相同的作用，同時可以避免實際操作的復(fù)雜性，完成無法實驗系統(tǒng)或過程的仿真模擬等。因此，實現(xiàn)對永磁同步伺服系統(tǒng)的仿真具有實際意義。
2.1 仿真工具介紹
近20年以來，國際、國內(nèi)出現(xiàn)了許多專門用于計算機數(shù)字仿真的仿真語言與工具，如CSMp，ACSL，SIMNON，MATLAB/SimulinLk，Matrix刀SystemBuild，CSMP一C等。
Matlab是以復(fù)數(shù)矩陣作為基本編程單元的一種高級程序設(shè)計語言，它提供了各種矩陣的運算與操作，并有較強的繪圖功能。MATLAB是一個高度集成的軟件系統(tǒng)，它集科學(xué)與工程計算、圖形可視化、圖像處理、多媒體處理于一身，并提供了實用的WindowS圖形界面設(shè)計方法，使用戶能設(shè)計出友好的圖形界面。MATLAB語言在自動控制、航天工業(yè)、汽車工業(yè)、語音處理、信號分析、圖像信號處理等各行業(yè)中都有極廣泛的應(yīng)用。Simulink是用于MATLAB下建立系統(tǒng)框圖和仿真的環(huán)境，利用它的SinLk、Souree、Linear、Nonlinear、Conneetors、Extra選用現(xiàn)成模塊或創(chuàng)建自己的模塊，對于某些沒有模型而又不便創(chuàng)建模型的環(huán)節(jié)或控制算法可以采用M文件（s函數(shù)）來實現(xiàn)系統(tǒng)部分功能。模型建立后，可以啟動仿真。仿真過程中所感興趣的量可以使用Scope示波器來加以觀察。Simulink中可以使用的電力系統(tǒng)仿真模塊集（powerSystemsBloekset）提供了七大類上百種電氣元件模型，包括開關(guān)元件和電機模型等，可以用于電路、電力電子系統(tǒng)、電機系統(tǒng)、電力傳輸?shù)冗^程的仿真。它提供了一種類似電路建模的方式進(jìn)行模型繪制，在仿真前將自動將其變化成狀態(tài)方程描述的系統(tǒng)形式，然后才能在Simulink下進(jìn)行仿真分析。
2.2 對無源濾波器進(jìn)行仿真
在MATLAB/Simulink環(huán)境下，利用PSB模塊庫，在分析了無源濾波器的基礎(chǔ)上，建立了仿真模型。本系統(tǒng)采用三相整流電路對電路系統(tǒng)注入諧波，分析比較仿真數(shù)據(jù)。
2.2.1 無源濾波模塊
該無源濾波模塊由三個單調(diào)諧濾波器和一個高通濾波器組成，主要針對整流器產(chǎn)生的特征諧波進(jìn)行濾波，三個單調(diào)諧濾波器調(diào)諧在5、7、11特征諧波頻率上。
2.2.2 三相整流橋模塊
利用該模塊模擬電力系統(tǒng)中的整流裝置產(chǎn)生的諧波源，并對其進(jìn)行濾波仿真。
2.2.3 10KV電力系統(tǒng)仿真模塊
這個電力系統(tǒng)的仿真模塊，可以準(zhǔn)確的輸出三相正弦電壓，提供電力系統(tǒng)諧波的頻域分析，從而更加明了的看出濾波的效果。
2.3仿真結(jié)果分析
從仿真結(jié)果可以看出，利用無源濾波器對電力系統(tǒng)中的諧波源（三相整流電路）進(jìn)行濾波，電力系統(tǒng)中的諧波電流有明顯下降，電流波形與正弦波仍相差較遠(yuǎn)；在電路系統(tǒng)中加裝有源電力濾波器，濾波前電力系統(tǒng)中含有大量的諧波電流，濾波后電流波形近似為正弦波，頻域分析中的諧波含量幾乎為零?？梢钥闯鲇性措娏V波器比起無源濾波器有更強的濾波效果。
3 結(jié)論
隨著我國諧波治理工作的深入開展，諧波的發(fā)生，綜合動態(tài)的諧波治理措施，電網(wǎng)的無功功率補償問題，是當(dāng)前電力系統(tǒng)面臨的一大課題。要消除諧波污染，除在電力系統(tǒng)中大力發(fā)展高效的濾波措施外，在設(shè)計、制造和使用非線性負(fù)載時，也要采取有力的抑制諧波的措施，減小諧波侵入電網(wǎng)，從而真正減少由于諧波污染帶來的巨大經(jīng)濟(jì)損失。
參考文獻(xiàn)：
[1]陸揚.供電系統(tǒng)諧波的產(chǎn)生、危害及其防護(hù)對策[D] 華東電力，2003 （10）.
[2]王慶紅.遵義電網(wǎng)諧波分析與監(jiān)測[D].貴州大學(xué)，2006.