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Key words：silicon microgyroscope;bias circuit;Pspice;PCB

引言

硅微機械陀螺儀是慣性導航技術中經常用到的傳感器，它具有體積小，重量輕，靈敏度高等眾多優點[1]。本設計中用到的陀螺是一種利用旋轉載體自身角速度驅動的陀螺，通過垂直于載體自旋角速度方向的俯仰或偏航角速度產生的哥氏力來敏感載體的俯仰或偏航角速度。如圖1所示，陀螺輸出信號時一個雙極性信號，而應用中需要將雙極性信號變為單極性信號，電源為單電源供電，而且保證相關技術指標達到要求，為此，下文對陀螺信號進行了理論分析，設計了傳輸函數，制備了樣機。

圖1 零位偏置前陀螺輸出信號

1.原理分析

無驅動結構微機械陀螺結構如圖2所示，它由四個陶瓷電極和一個硅擺組成四個電容，坐標系oxyz固定于傳感器的質量塊上，是硅擺芯片繞軸擺動的角速度，是載體繞軸的自旋角速度，Ω是載體繞軸的偏航（俯仰）角速度。

圖2 無驅動結構硅微機械陀螺結構

陀螺固定在旋轉載體上，當陀螺隨著載體以的角速度自旋的同時又以Ω角速度偏航（俯仰）時，硅擺產生周期性變化的變化頻率等于旋轉載體滾動頻率的哥氏加速度，沿軸輸出角振動，從而引起硅質量塊與四個電極構成的四個電容的變化。通過信號檢測電路與信號處理電路，可以產生與被測角速度成正比的雙極性電壓信號，從而達到測量的目的。更改電路參數，可以將輸出調整為Vpp=2V偏。

本次設計是將輸出信號的零位上移V偏，最直接的方法就是用加法電路實現，用陀螺輸出與V偏=2.5V直流信號相加，即可得到零位偏置2.5V的陀螺輸出信號。2.5V的直流信號可以由應用環境中的+12V電源通過電壓轉換芯片得到。此外，本次設計與之前信號處理電路中都用到了雙電源供電芯片，因此還另需將+12V轉換為-12V，實現雙電源供電。

2.電路設計

綜合上述分析，本設計主要分為三個部分，第一部分，+12V轉為-12V;第二部分，+12V轉為+2.5V，第三部分，2.5V與陀螺信號的相加電路，以下分別對這三部分電路進行設計分析。

2.1 正負電源設計

由于轉體內部單電源供電，而陀螺信號處理電路中用到OP27運算放大器等雙電源供電的器件，所以需要進行單電源到雙電源的轉換。選擇電壓轉換芯片既要考慮在誤差允許范圍內滿足功能實現，又要盡量滿足電路簡潔，便于小尺寸PCB上布線。通過比較，選擇Maxim公司ICL7662EBA芯片實現+12V轉換為-12V，如圖3所示，此應用中只需在芯片周圍外接兩個極性電容便可實現。而正電源則用原有的+12V電源。ICL7662的輸入輸出關系如公式（1）所示。

（1）

如此實現正負12V的電壓給電路供電。

圖3 ICL7662實現電壓轉換原理圖

Maxim公司的ICL7662EBA芯片為八腳貼片式封裝，輸入工作溫度范圍為-40℃～+85℃，輸入電壓范圍為4.5V～20V，其中要注意的是6腳，當輸入電壓小于10V時，6腳需接地，此次應用中輸入電壓為+12V，所以不需6腳接地。

2.2 電壓轉換電路

第二部分為12V轉2.5V的電路，選用TI公司的TL431芯片的典型應用電路，TL431為三端可編程穩壓二極管，三個引腳分別為陽極，陰極和參考電壓。TL431參考電壓公差等級有A，B，和標準等級三個等級，在此選用公差最小的B等級，公差為0.5%，它的工作溫度為-40℃～+125℃，工作電流范圍寬達1-100mA，動態電阻典型值為0.22Ω，輸出雜波低，其符號可以等效為圖4所示。

圖4 TL431等效符號

用于穩壓的典型電路如圖5所示。

圖5 TL431電路連接

圖6 TL431仿真

其中輸入輸出關系可以用（下轉第155頁）（上接第153頁）式（2）表示：

（2）

其中為內部2.5V基準源，因此當R1為0歐電阻時，輸出為式（3）所示。

（3）

TL431部分的仿真結果如圖6所示。

2.3 偏置電路設計

第三部分是2.5V直流信號和陀螺信號的加法電路，實現陀螺信號2.5V的零位偏置。電路設計如圖7所示。

第一個OP27運放實現反相相加電路，傳遞函數為：

（4）

其中分別為陀螺信號和2.5V直流信號，第二個OP27運放實現反相比例運算電路，用于改變電壓極性，其傳遞函數如式（5）所示，為最后輸出，兩部分電路串聯起來，最終實現同相相加的目的。

（5）

因為有：

（6）

所以：

（7）

Pspice仿真結果如圖8所示。

仿真結果與預期效果一致，說明設計思路正確。模擬加法電路要用到集成運算放大器，本設計屬于精密儀器中的應用，且傳感器的敏感電路部分涉及到微弱信號的檢測，所以要求運算放大器失調電壓要小且不隨溫度的變化而變化。此處運算放大器選用OP27，OP27是一款低噪音精密運算放大器，其噪聲功率譜密度為3nV/√Hz，失調電壓為10uV，且具有高共模抑制比和高開環增益等優點，是精密儀器儀表中常用的一種運放。

圖8 加法電路Pspice電路仿真結果

圖9 轉接板PCB三維顯示

圖10 TL431輸出結果

圖11 加轉接板后陀螺輸出信號

3.實驗驗證

基于以上分析設計，設計了PCB板并加工制作，與原有陀螺信號處理板之間通過接插件連接，PCB三維顯示如圖9所示。于精密三軸轉臺上進行實驗驗證。經試驗測得TL431輸出為圖10所示，當內框旋轉頻率為15Hz，偏航角速度為180°/s。時，最后陀螺輸出信號如圖11所示，可見與圖1相比，陀螺輸出信號零位向上偏置約2.5V。實驗測量數據結果如表1所示。

表1 實驗驗證結果

4.結論

本次設計任務主要由正負雙電源設計，2.5V穩壓信號的獲取以及加法電路三大部分組成，本文分別對這三部分的理論計算，仿真驗證，與實驗結果進行了討論，發現三者結果基本一致。誤差主要來源于芯片的器件誤差與環境影響，在允許范圍之內。因此本次設計理論正確，且能實際利用到工程實踐。

參考文獻

[1]張福學，王宏偉，張偉，毛旭，張楠.利用旋轉載體自身驅動的硅微機械陀螺[J].壓電與聲光，2005，27（2）：109-115.

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在我們生活中的各個領域隨處可見單機片的蹤跡：計算機網絡通信與數據傳輸、各種智能IC卡、轎車的安全系統、攝影機、飛機上的各種控制儀表，甚至電子寵物和程控玩具，都離不開單片機的應用。在工業中，電動機的星三角啟動的應用十分廣泛，隨著技術自動化的普及，工業中也出現了很多自動機器，人們將原本需要人來控制的電動機啟動的工作交給了單片機，不僅防止了很多意外的發生，同時也提高了電動機的生產效率。

1 單片機控制的電動機Y-Δ啟動電路的總體設計任務和選擇

首先要設計一個單片機控制的電動機Y-Δ啟動，設置3秒鐘的啟動時間，并通過按鍵設置電動機Y-Δ進行操作運行和終止。該設計的基本要求和主要內容有：控制器要采用STC89C52RC單機片；電動機的選擇要用三相異步電動機；正5V電源需要選用LM7805三端不可調節的穩壓集成器來實現；在弱電控制強電模塊中選用DC5V繼電器；在電動機運行模塊中要采用220V的交流接觸器；顯示模塊要用兩位級聯共陰數碼管；設置模塊需要通過獨立式鍵盤來進行設置和調控；指示模塊需選用不同顏色的發光二極管進行指示操控。

根據上述任務設計的要求，經分析探討，基于單片機定時器系統的設計中包括的內容有：電源模塊、定時模塊、控制器模塊、顯示模塊、設置模塊以及指示模塊。

2 單片機控制的電動機Y-Δ啟動電路中系統各環節的硬件電路設計

2.1 電源模塊電路

該設計通過+5V直流電壓來供電，一般來說，直流穩壓電源的組成部分有電源變壓器、整流濾波電路和穩壓電路。電源變壓器是把交流電網中220V的電壓轉換成為比所需要的值，交流電壓經過整流電路變為脈動的直流電壓，因為脈動的直流電壓中含有大幅度的紋波，當電網電壓波動、溫度和負載發生變化時穩壓電路能夠繼續保持直流電壓的穩定，選用輸出電壓為+5V的三端集成穩壓器LM7805，變壓器會將電網220V的電壓轉為+9V，通過發光二極管橋式整流之后，送入LM7805的輸入端。

2.2 復位和晶振電路

單片機在平時復位端電平是0，單片機復位主要通過按鍵高電平復位，該設計中的復位電路既能用于操作復位，也能實現上電復位。通電時，電極兩端可看做短路，RESET端電壓逐漸下降，也就是低電平，此時單片機開始工作。LED發光二極管在復位電路中主要用來指示電路電源是否安全接通，晶振電路采用的是外部無源晶振，晶振值選用12MHz，兩個諧振電容取值為30PF。

2.3 弱電控制強電電路

電氣觸頭可通過電流，可以把強電接觸器的線圈直接接在弱電繼電器觸頭上，如果弱電繼電器觸頭可通過電流，可在其上加一個中間繼電器以控制強電。

2.4 電動機運行模塊電路

電動機的電源通斷可以通過單片機控制的接觸器主觸頭加以控制，同時電機的星型啟動三角運行的效果可由單片機的定時來轉換。

2.5 電路設置

設置電路的過程中，電路可通過獨立式鍵盤的設置和調控加以控制，采用P2口作為獨立式鍵盤的行線，在這里不必加上拉電阻。

2.6 電路指示

此設計主要采用發光二極管作為指示燈，將發光二極管接在接口處，當兩端的電壓差超出自身導通壓降時就會開始工作，此時的電流要滿足電流和電壓的要求，并與發光二極管的電流相適應，二極管才可以正常發光。在發光二極管的連接處接入一個電阻，此電阻能夠通過對二極管圖電流的限制以減小耗損。該設計在+5V的電壓作用下采用510歐對電阻進行限流，二極管會在不超出單片機的最大限流的前提下正常工作。

3 單片機控制的電動機Y-Δ啟動電路中的軟件設計

3.1 系統主程序流程

系統設計的整個過程在系統主程序流程中的具體表現如下：

首先，可以對系統進行初始化，包括地址的常量定義、初始化單片機各端口、資源分配、初始化電動機的啟動時間和定時器、設置推棧指針等。其次，能夠調用啟動時間處理程序，電動機的啟動時間為十六進制數，存儲在數據緩沖區中，如果要顯示出數碼管，就要進行十進制進行區分，并且每一位都存在不同的單元。最后，可以調用啟動時間以顯示程序，在顯示程序當中，要對顯示的數值進行滅0處理，當啟動的時間十位是0的話，將不顯示該位，以降低閱讀差錯。先控制數碼管的位碼，選中要點亮的數碼管，此時將顯示出段碼。

3.2 程序設計和軟件調試

程序流程圖設計好之后就可以根據流程圖編寫程序了，該設計采用匯編語言編寫，經調試，能夠實現設計任務的要求。軟件的調試通過應用KEIL軟件和ISIS軟件仿真電路進行操作和控制，應用KEIL軟件調試后會生成HEX文件，先對設計中的各個環節進行調試，再對主程序進行調試，最后將各部分程序連接起來進行整體調試。

4 結論

綜上所述，本設計開發了一種適用于人們的生產生活的，在單片機的基礎上控制電動機星三角啟動的定時裝置。同時，對系統的各個環節進行了詳細的闡述和分析，論述了各環節中的硬件電路設計，針對軟件設計與硬件的綜合調試進行了全面的分析，以實現弱點控制強電為目的，并通過獨立式鍵盤對電動機的啟動進行調控，該設計經過調試和檢測，實現了設計任務的各種指標。

參考文獻

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[2]郭慶.異步電動機直接轉矩開環控制研究[D].陜西：西安科技大學，2013.

[3]黃開.基于AVR單片機的柜式空氣凈化器控制系統設計與研究[D].安徽：合肥工業大學，2013.

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另外，系統還擴展了可編程外圍芯片PSD303。由于系統的 I/O口數量與實際所需數量還有很大的差距，故系統又擴展了兩片8255A，一片用于接鍵盤和顯示電路，一片用于接觸發信號、緊急停車信號等。

一、鍵盤與顯示電路

在本次設計中，設置了一個9按鍵的操作電路，以代替實際現場的操作按鈕。6位的LED顯示電路用于顯示轉速、電流、以及調試時的相關項的顯示。

另外，為了便于現場工作之便，設置了5×4的矩陣式鍵盤，用于當系統軟件等出現錯誤，而又不便直接對程序進行修改時的調試之用。

二、變頻系統設計

現代變頻技術中主要有兩種變頻技術：交-直-交變頻技術和交-交變頻技術。交-直-交變頻技術為交-直-交變頻調速系統提供變頻電源。交-直-交變頻的組成電路有整流電路和逆變電路兩部分，整流電路將工頻交流電整流成直流電，逆變電路再將直流電逆變為頻率可調的交流電。根據變頻電源的性質可分為電壓型和電流型變頻。

本次設計用交-交變頻電路是不通過中間直流環節，而把電網固定頻率的交流電直接變換成不同頻率的交流電的變頻電路。這種變頻電路廣泛應用于大功率交流電動機調速傳動系統，實際使用的主要是三相輸出交-交變頻電路。這種電路的特點：（1）因為是直接變換，沒有中間環節，所以比一般的變頻器效率要高；（2）有與其交流輸出電壓是直接由交流輸入電壓波的某些部分包絡所構成，因而其輸出頻率比輸入交流電源的頻率低，輸出波形也好；（3）因受電網頻率限制，通常輸出電壓的頻率較低，為電網頻率的三分之一左右；（4）功率因數較低，特別是在低速運行時更低，需要適當補償。

三相變頻電路就較單相復雜，其電路接線方式主要有公共交流母線進線方式和輸出型聯結方式。具體說來，其主電路型式有：3脈波零式電路、6脈波分離負載橋式電路、6脈波非分離負載橋式電路、12脈波橋式電路、3脈波帶中點三角形負載電路、3脈波環形電路。

本次設計選用較為簡單的一種—3脈波零式電路。

三、同步電路設計

同步電路的功能是，在對應的晶閘管承受正向陽極電壓的初始點（即控制角α的起算點）發出一個CPU能識別是哪一相同步信號的中斷脈沖Utpi和要求的α角進行延時控制，輸出相應的觸發脈沖。三相同步電壓信號經同步變壓器、濾波、穩壓、放大和光電隔離后分別接至單片機的P2.5、P2.6和P2.7管腳。另外，由于此處直流電源和觸發電路中所用的電源不能共用，且光電耦合器輸入輸出端的地端亦不能共用，為了以示區別，它們的符號均有不同。

Ua、Ub、Uc 與可控硅組件的三相交流電壓同相位。Ua、Ub、Uc經R3，C3濾波電路波形變換光耦隔離整形電路后輸出三相方波電壓，記為 KA、KB、KC，三相方波分別送給 80C196單片機的P2口的 P2.5、P2.6、P2.7端。CPU根據KA、KB、KC的值判斷三相交流電源的相位。

四、觸發電路

在設計中，三相電路中每相均有正反兩組晶閘管，每組均采用三相半波式接法，即每組用三個管子，所以一共有18個晶閘管，這樣，觸發脈沖也應有18路。三極管V為輸出級功率放大晶體管；電容C為加速電容，與R構成微分電路，可提高脈沖前沿的陡度；為兼顧抗干擾能力和脈沖前沿陡度，一般取C為0.1μF。為保護脈沖變壓器，在脈沖變壓器兩端并聯電阻R和二極管D的串聯電路，一般R阻值取為1K。電阻R為假性電阻負載。另外，為了隔離輸入輸出信號，加入了光電耦合器，考慮到應有足夠的脈沖強度使晶閘管導通，輸出極電壓設為15V。在出發電路中，為了得到足夠的脈沖寬度，而且使脈沖前沿盡量陡，后沿下降快，故采用了脈沖變壓器T～T。另外，為了達到電氣隔離作用，亦加入了光電偶合器。再者，為便于單片機對觸發電路的控制，在同步變壓器1~18的輸入端，分別引入了緊急封鎖信號（由HSO.0 引入）和 555 定時器構成的多諧振蕩器信號，而多諧振蕩器的控制信號則由單片機的HSO.1 控制。這樣，當電機輸入緊急停車信號時，單片機通過其 HSO.0 輸出高電平，這樣就使得觸發電路輸入端口的或非門被封鎖，也即封鎖了變頻裝置的觸發脈沖，使電機快速停車。

五、保護電路設計

為了提高控制系統的可靠性和安全性，在交流電力系統的設計和運行中，都必須考慮到有發生故障和不正常工作情況的可能性。在三相交流電力系統中，最常見和最危險的故障是各種形式的短路，其中包括三相短路、兩相短路、一相接地短路以及電機和變壓器一相繞組上的匝間短路，當然也有其它形式的保護措施。具體保護形式有：電流型保護，電壓型保護等。為簡單起見，這里僅采用電流型保護中的短路保護和過電流保護，并在每個電機的定子輸入端均接入了正反向交流接觸器。另外，為防止意外情況的發生，引入了緊急停車信號，當按下緊急停車按鍵時單片機通過中間繼電器關斷接觸器 KM2-KM8。

六、反饋環節設計

本系統中引入了電流反饋。電流反饋采用三相交流互感器，經三相橋式整流電路及濾波電路，最后經限流、濾波及限幅電路反饋回單片機的 P0.1口。 【參考文獻】

[1]方榮惠，鄧先明，上官璇峰．電機原理及拖動基礎[M]．中國礦業大學出版社，2001．

[2]余發山，鄭征，王清靈，李輝，王玉中．自動控制系統[M]．中國礦業大學出版社，2005．

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Keywords: SCT, inverter, power supply

中圖分類號： TN86文獻標識碼：A文章編號：

一、系統總體方案設計

本系統是以STC12C5A60S2單片機作為主控制芯片而實現的逆變電源，驅動元件使用的是IR2110，，單片機產生SPWM波的方法是采用等面積法，采用此方法可以實現正弦波的輸出，頻率可以調節是通過對程序的控制來實現的，進而最終可以設計出直流到交流的逆變過程。

1.1、脈寬調制器（SPWM）

用STC12C5A60S單片機，此單片機為新一代的51單片機，它的flash為64k，具有兩路的PWM輸出，脈寬可以通過軟件的方式來調節，優點是：不僅具有較高的精度，而且具有不復雜，價格不高的電路。

1.2、SPWM控制方案

有兩種SPWM控制的方案：單極性與雙極性調制法。在單極性法中生成的SPWM信號有正、負和0三種電平，在雙極性法中生成的卻僅有正、負兩種電平。通過對比二者產生的SPWM波可以得知：當二者的載波比相同時，雙極性SPWM所生成的波中所含諧波量較單極性的要大；而且在正弦逆變電源控制當中，雙極性SPWM波控制不夠簡單。所以最終選擇了單極性SPWM波的控制方案。

1.3、驅動方案的選取

驅動MOS管的方式可以選擇簡單的電路，在簡化電路的同時，穩定性也加強了。IR公司的IR2112芯片驅動能力較強，高邊驅動電源可以通過非常簡單的電路來獲得，所以設計選取IR2112。

二、系統硬件電路方案設計

2.1、主控電路的硬件設計

本設計的主要控制芯片是STC12C5A60S2單片機, 通過控制逆變電路的關斷導通來實現SPWM波的產生。

2.2、驅動電路的方案設計

使用IR公司的IR2110芯片來對功率管進行驅動。因為一個IR2110驅動一個半橋，所以全橋逆變器選用2片IR2110來進行驅動。采用MOSFET來作為輸出側逆變電路中開關管，它的耐壓為100V，要重視自舉電容跟自舉二極管的選取，選取好之后，輸出逆變的電路如下圖所示:

2.3、逆變電路的方案設計

為了穩定的輸出交流電壓，設計選用了全橋逆變電路，此電路由雙半橋組成，通過對比之后，發現該系統較為穩定的同時也易于控制，基于IR2112控制的全橋驅動電路，兩片IR2112芯片組成全橋逆變電路如下圖所示：

三、系統軟件電路方案設計

3.1、逆變電源軟件程序設計

本設計的電源軟件選用模塊化設計。單片機內部ROM 中固定了系統程序，也有一些子程序在里面。這些子程序具有時鐘、初始化系統等的功能。

在主程序模塊中，需要完成的工作有：初始化各芯片、設計中斷向量等。

3.2、SPWM波生成方案軟件設計

3.2.1、正弦脈寬調制技術SPWM

依據軟件化方法的不同由單片機實現SPWM控制的方法有：自然、規則采樣法等。規則采樣法相比于其它方法在理論上諧波偏小，有較強的對諧波的抑制能力的同時實時控制也不復雜，這樣對于軟件的實現就很有利。綜上，本設計實現SPWM控制的方法選用的是規則采樣法。

為了達到采樣法的效果與自然采樣法的效果相接近的目的，所以選取規則采樣法。選取的目的是能夠使得SPWM波形的每個脈沖都與三角波中心線相對稱，所以這樣就大大簡化了計算。在圖中，三角波就是載波，要想使得輸出的正弦波為調制波，那么每半個正弦波的載波數就得為a，載波的周期就得為。控制逆變電路的關斷可以在在載波與正弦波的交點處實現，設導通時間為，依據公式：，其中正弦調制信號波為=，正弦波幅 值與載波幅值的比值為調制度b， SPWM脈寬表的特點是正弦表，它是通過上式計算得出的，對輸出交流電壓有效值的控制可以通過改變調制度b的值來實現。

3.2.2、驅動電路設計STC12C5A60S2單片機生成SPWM波軟件設計

選用單片機產生SPWM波原理是：PCA模塊l的16位捕獲／比較模塊寄存器CCAPlH和CCAPlL來獲得載波周期的數值，通過將PCA定時器的值CH、CL與模塊捕獲寄存器的值進行對比之后，如果二者相等，那么PCA就會產生中斷。在中斷當中，脈寬調節模式將下一個SPWM波的脈寬裝載到了CCAPOL中，無干擾的更新PWM就可以通過此方法來實現。具體的流程圖如下：

不同的脈寬數值在每個固定的載波周期內形成了一個類似于正弦表格的形式。如果此路SPWM的輸出采用模塊O，那么應該先將模塊0的PCA模塊工作模式寄存器定義為8位的PWM模式，清零16位計數器定時器CH、CL，清零PCA PWM模式輔助寄存器O ，當然了前提是要能確保捕獲的寄存器EPCOH、EPC0L為零，與PCA模塊0的捕獲寄存器CCAPOH、CC2APOL有關的僅僅是PWM波比較的數值，載波周期的高八位和低八位數值通過模塊l的捕獲寄存器CCAPlH、CCAPlL來獲得，PCA比較／捕獲模塊寄存器1定義為使能比較功能，匹配產生中斷是可以被允許的。在第一個脈寬值sin[0]裝入CCAP0H之后， PCA模塊中斷打開以及低壓檢測中斷也可以打開，開總的中斷，將PCA計數啟動。在16位計數器／定時器的與模塊1中捕獲／比較寄存器的數值相等時，一個CCF中斷將會產生；在中斷的程序當中，中斷標志位清零，模塊1的捕獲寄存器CCAPlH、CCAPlL的載波周期的高八位和第八位數值將被重新載入，清零16位計數器定時器CH、CL，中斷的次數i加1，下一個脈寬的數值sin[i]被裝入CCAPOH以進行比較。此時應當對是否到達最大數值N進行判斷，如果達到了，那么就清零中斷次數i的同時將脈寬數的sin[i]值送入CCAP0H，從而形成了一個循環。如此下去，一次又一次的循環，隨著正弦規律變化不斷產生的脈寬將發生在P1．3的引腳上，進而最終可以準確的得到SPWM波。通過軟件來實時計算好的一路單極性SPWM波形的脈寬的表示圖如下圖所示。

四、結束語

本文所設計的電源具有諸如用戶操作簡單、比較容易上手、比較敏捷的有點的同時也具有方便安裝、比較智能的優點，現代的電力電子正在迅猛發展，很多領域都需要逆變電源，再加上逆變電源的諸多優點，相信逆變電源以及相關產品在隨著現代人類文明的進步的同時會在一些領域得到很好的應用。

參考文獻

[1] 郭天祥.新概念51單片機C語言教程——入門、提高、開發、拓展[M].北京：電子工業出版社，2009

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文章編號:1004-373X(2010)15-0200-03

Design of LED Display Screen Control Circuit Based on MCU

LI Xiu-zhong

(Foshan Polytechnic College, Foshan 528237, China)

Abstract: A kind of LED display screen control circuit based on MCU is introduced. The smooth movement display of a line of several characters, figures and symbolls can be realized with the circuit, which can be widely used in enterprise, school, market, public place for text advertisment and information dissemination. The design method and working principle of the control circuit are elaborated. The simulation results of the circuit is presented. This circuit can be expanded to the display screen composed of any number of 16 × 16 dot matrix LED display modules. The practical application shows the circuit is stable and reliable, and the result is good.

Keywords: LED display screen; MCU; design of control circuit; serial output

0 引 言

LED顯示屏廣泛應用于工礦企業、學校、商場、店鋪、公共場所等進行圖文顯示,廣告宣傳,信息。本文設計一種由4個16×16點陣LED模塊組成的顯示屏,由單片機作控制器,平滑移動顯示任意多個文字或圖形符號,本電路可級聯擴展實現由任意多個16×16點陣LED模塊組成的顯示屏[1]。

1 電路設計

控制電路由AT89C51單片機作控制器,顯示屏由4個16×16點陣LED模塊組成,每個16×16點陣LED模塊由4個8×8點陣LED模塊組成,用戶可根據需要擴展增加任意多個16×16點陣LED模塊。8×8 點陣LED模塊結構如圖1所示,共8行8列,每個發光二極管放置在行線和列線的交叉點上,共64個發光二極管。當某一列為高電平,某一行為低電平時,則對應的發光二極管點亮。

單片機P3.0引腳接串入并出移位寄存器74LS164(U10)的串行數據輸入端,8個74LS164(U10~U17)級聯,P3.1引腳接8個74LS164的時鐘脈沖輸入端;8個74LS164分別接8個鎖存器74LS373(U18~U25),8個鎖存器的數據輸出端接4個16×16點陣LED模塊的行線,每個16×16點陣LED模塊的行線是獨立控制的。P1.0接8個74LS164(U2~U9)的時鐘脈沖輸入端,P1.1接U2、U4、U6、U8的串行數據輸入端,每兩個74LS164(U2和U3,U4和U5,U6和U7,U8和U9)級聯;U2~U9的并行數據輸出端接4個16×16點陣LED模塊的64條列線。P1.2接所有74LS164的清0端,P1.3接鎖存器的鎖存控制端。設計完成的電路如圖2所示[2-5]。

圖1 8×8點陣 LED模塊結構

圖2 LED顯示屏控制電路

2 工作原理

本電路利用串行通信口工作于方式0,同時利用P1.0和P1.1模擬串行輸出,來實現LED顯示屏字符平滑移動顯示。由于LED模塊為16×16點陣,所以字符點陣也為16×16點陣,即每個字符由32個字節即16個字數據組成,每個字數據決定了每列LED點亮的情況。16×16點陣字符數據由字符點陣提取軟件獲得。

首先單片機P1.1串行輸出一位二進制位“1”,經4組74LS164給4個16×16點陣LED模塊的第1列送入一高電平,接著由P3.0串行輸出4個16×16點陣LED模塊的第1列行數據,即Y1,Y17,Y33,Y49列的行數據,經74LS373鎖存后送LED顯示屏的行線,此時每個LED模塊第1列對應的LED點亮。每列的行數據為1個字數據,4列共4個字數據,每個字數據首字節在字符點陣數據表中的地址相差32,此時每個LED模塊顯示每個字符的第1列。接著P1.1串行輸出一位二進制位“0”,經4組74LS164移位后給4個LED模塊的第2列送入一高電平,再由P3.0串行輸出4個16×16點陣LED模塊的第2列行數據,即Y2,Y18,Y34,Y50列的行數據,經74LS373鎖存后送LED顯示屏的行線,此時每個LED模塊第2列對應的LED點亮,即顯示每個字符的第2列。如此循環,依次點亮每個LED模塊每列對應的LED,直到點亮每個LED模塊的第16列,即依次顯示每個字符的各列。只要每列交替顯示的時間適當,利用人眼的視覺暫留特性,看上去16列LED同時點亮,即看上去整個字符同時顯示。然后再從第1列依次掃描顯示至16列,如此循環多次,以確保顯示出的字符具有足夠的亮度[6]。

為實現字符平滑移動顯示的效果,在上面實現的4個字符靜態顯示一定時間后,再次掃描顯示時,每個LED模塊的第1列從每個字符的第2列數據開始掃描顯示,即第1個LED模塊顯示第1個字符的第2列、┑3列、……、┑16列和第2個字符的第1列,第2個LED模塊顯示第2個字符的第2列、第3列、……、┑16列和第3個字符的第1列、第2列、……。當┑諶次掃描顯示時,每個LED模塊的第1列從每個字符的第3列數據開始掃描顯示,即第1個LED模塊顯示第1個字符的第3列、第4列、……、第16列和┑2個字符的┑1列、第2列,第2個LED模塊顯示┑2個字符的第3列、第4列、……、第16列和第3個字符的第1列、第2列、……。如此實現了字符的平滑移動顯示[7]。

3 程序設計

根據以上電路設計及工作原理,繪制出本電路的控制程序流程圖如圖3所示[8]。按程序流程圖編寫出控制程序,用Wave或Keil軟件調試通過后,產生目標代碼文件。

圖3 LED顯示屏控制程序流程圖

4 電路仿真

將目標代碼文件加入用Proteus軟件繪制的LED顯示屏控制電路仿真圖中的單片機中,仿真運行,運行結果如圖4所示[9-10]。

圖4 LED顯示屏平滑移動顯示

5 結 語

該LED顯示屏控制電路用單片機作為控制器,采用串行移位輸出方式,實現了一行字符的平滑移動顯示,在實際應用時還應加上相關驅動電路。本電路可擴展實現由任意多個16×16點陣LED模塊組成的LED顯示屏顯示控制。經實際應用表明,該電路穩定可靠,效果良好。

參考文獻

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[7]張明波.基于單片機的點陣LED顯示系統的設計[J].微計算機信息,2007,23(5):85-86.

篇6

我們正在經歷一個顯示器世代交替的時期,平面顯示器以一定速度逐漸取代,未來進入電視、電腦一體化的數字時代后更會使顯示技術迅猛發展。在顯示技術的未來競爭中,尤其是中小尺寸的產品,誰會在競爭中勝出,取決于誰了解顧客的需求,顧客會選擇可以展現生命力的顯示器。而有源有機電致發光顯示則具有終極顯示器的特質,其相關的產業化工作正迅速展開。我國具有一定的機電致發光顯示產業化基礎,有機發光材料的制備技術也有良好的趨勢,所以一定要充分利用顯示市場,加大研發力度,全面實現產業化。

..........

第二章灰度控制原理及方式

2.1OLED的顯示原理

電致發光,又稱為電場發光,是自然界中一種普遍的物理現象,是光電變換中的一個基本步驟。對于電致發光物質而言,可以劃分為有機電致發光和無機電致發光兩種。其中有機電致發光又可以分為發光物質為高分子聚合物的聚合物發光和發光物質為小分子有機突光材料的小分子發光器件,OLED典型結構如圖2.1所示。有機發光二極管的發光原理為當對元件施加正向偏壓時,電子與空穴受電壓能量的驅動分別由陰極與陽極注入到器件中,此時電子和空穴在運動中相遇并結合,就形成了電子一空穴對。而當分子受到外來能量激發后,若電子自旋和基態電子成對,則為単重激發態,那么所釋放的光為突光;相反,若激發態電子和基態電子自旋不成對并且平行,則稱作雙重激發態,其所釋放的光為磷光。

2.2OLED的工作特性

圖2.4所示為OLED的電壓一亮度關系曲線圖。從圖中可以看出OLED的電壓和亮度屬于非線性關系,不利于緩慢而穩定的控制亮度,因此如果用電壓驅動控制法來控制顯示屏的亮度,則需要有一定控制精度的驅動屯壓。而電壓控制法由于電阻的作用會導致不同像素點的開啟電壓也不盡相同,再加上面陣屏幕制備工藝的限制,會造成畫面顯示不均勻、圖像質量低下等問題。圖2.5所示為OLED器件中亮度與電流密度的關系。從圖中可以看出OLED器件的亮度和電流之間保持著良好的線性特性,想要控制屏幕上各個二極管的亮度,只要能夠很好的控制各個像素點電流就可以,所以像素電流能夠保持穩定的恒定電流驅動是現階段使用較為普遍的方式。釆用恒定電流驅動的方法可以解決OLED顯示圖像不均勻的問題,只是其缺點是不容易實現灰度等級較低的顯示,但對于本論文中的設計,不構成影響。此外,OLED的老化屬于庫企型的,OLED器件的老化原因是驅動器件時產生的熱效應,對于驅動OLED器件而言,器件壽命受電流密度的強度影響,電流密度越大壽命越短,電流密度越小壽命越長。盡可能減小OLED的驅動電流,可以盡量減小這種焦耳熱的影響。

第三章灰度控制模塊的設計....................14

3.1灰度掃描系統...................14> 3.2優化灰度掃描結構..................15

第四章面OLED陣顯示系統設計...............24

4.1系統的硬件設計...............24

第五章實驗結果及分析.....................35

5.1系統調試.................35

5.2實驗結果分析................................36

第五章實驗結果及分析

5.1系統調試

系統調試主要是電路方面的測試,對理論設計和實際操作之間出現的問題進行整改,最終使系統實現設計中所要求的功能。在設計階段用繪制電路板,根據圖制作電路板完成后,先進行簡單的檢查,主要是各個接口及各模塊之間的連接。檢查電路中元器件之間是否連接正確,各連線之間有無連接錯誤的情況;查看電路板在實際中布線位置是否合理,元器件之間有無短路;檢查電源和各個元器件極性有無接反的情況,對地是否短路。經過基本的檢查之后,接通電源,在通電情況下對電路板進行硬件調試:接通電路后檢查各個器件及連線有無溫度過高等異常現象;沒有燒程序到時,使用萬用表檢測電位,以此判斷系統是否正常工作;將程序燒錄到中,檢查各個接口是否正常驅動。系統調試完成后,通過計算機對進行操作,編寫程序,在數據存儲器中存儲顯示數據,通過向電路提供顯示的行、列偏移信號和各種顯示信號。控制信號到達顯示面板的同時,產生顯示所需的行列驅動信號,從而控制的顯示區域、灰度等顯示參數。

5.2實驗結果分析

這里計算的只是單色顯示時的時鐘頻率,對于高灰度的彩色屏,時鐘要求也要相應的提高。顯而易見,本方案的時鐘頻率與傳統掃描方式的比較,具有明顯的優勢,并且這種差距隨著灰度等級的提高和顯示面積的增大而更加顯著。相對靜態圖像顯示而言,顯示動畫中的每幀圖像時,首先需要更新緩存中的顯示數據,同時驅動電路從接收顯示所需的各種控制信號,從而達到動畫圖像顯示的目的。在屏幕進行靜態圖像顯示時,將顯示數據從單片機的數據存儲器中輸出到緩存之后,顯示屏通過驅動電路以的頻率刷新。因此,對于動態圖像顯示和靜態圖像顯示,前者要低于后者的刷新頻率。

篇7

采用單片機控制系統對普通銑床進行數控化改造，可以提高機械加工工藝水平和產品質量，提高生產效率并減輕操作者的勞動強度。

1 設計方案和基本方案確定

（1）控制功能：X軸、Y軸、Z軸進給伺服運動；行程控制；鍵盤控制；報警電路、復位電路、隔離電路、功放電路等。（2）設計方案：綜合考慮功率、技術難度、精度、成本因素，采用“步進電機+滾珠絲杠副”的開式伺服驅動控制模式。（3）基本方案：采用MCS-51單片機，并擴展兩片2764芯片，一片6264芯片，三片8155可編程并行I/O等構成控制系統；采用軟件環形分配器；由于銑床三個方向的三步進電機均為三相，所以直接與8155（2）的PA口再加上8155（3）的PA口相接，經光電耦合電路、功放電路驅動電機。

2 單片機擴展

（1）程序存儲器EPROM的選擇：芯片型號不同，應用參數也不同，主要有最大讀出速度、工作溫度及容量。在確定容量內選擇EPROM型號，主要考慮讀取速度。根據CPU與EPROM的匹配要求，應滿足8031能提供的讀取時間大于EPROM所需的讀取時間。應考慮在滿足容量要求的同時盡可能選擇大容量芯片，以減少芯片組合數。（2）數據存儲器RAM的選擇：選RAM是主要考慮因素是RAM的讀寫速度與CPU提供的讀寫時序的匹配要求，還應滿足這樣一個關系：即8031所能提供的讀寫時間應大于RAM所需求的讀寫時間，常用RAM主要有6116和6264兩種。

3 地址分配及接線方法

（1）地址分配：8031所支持的存儲系統其程序存儲器與數據存儲器獨立編址，故EPROM和RAM的地址分配自由，不必考慮沖突問題。8031復位后從0000H單元開始執行程序，故程序存儲器地址從0000H開始。只用EPROM，地址為0000H-1FFFH，擴展RAM與I/O口及設備實行統一編址。

（2）EPROM、RAM與8031連接方法：803不必加以驅動。EPROM、RAM與8031的連接：1）地址總線：將A0～A12與EPROM的A0～A12對應連接。A0～A12與RAM的A0～A12對應連接，其余地址經譯碼產生片選信號；2）數據總線：P01～P07分別與存儲器D01～D07對應連接；3）地址總線：將A0～A12與EPROM的A0～A12對應連接，A0～A12與RAM的A0～A12對應連接，其余地址經譯碼產生片選信號；4）數據總線：P01～P07分別與存儲器D01～D07對應連接。

4 接口電路及輔助電路設計

本系統接口電路包括鍵盤、數碼顯示器及步進電機接口電路，輔助電路包括復位電路及報警顯示電路。

8031單片機的口P01可以作為I/O接口，為管理上述接口電路，還需要擴展接口電路，現在用8031的P01管理步進電機，用擴展接口管理鍵盤和顯示電路。

4.1 接口電路設計

8155內部RAM和I/O選擇由引腳IO/M（__）控制，當IO/M（__）=0時，CPU訪問RAM，RAM的低8位編制為：00H～FFH；IO/M（__）=1時，CPU訪問IO口，8155的工作方式選擇通過對8155內部命令，寄存器通過設定控制命令來實現。8155具有兩種基本操作，即用8155中的256字節RAM及擴展I/O口使用，作RAM時與系統RAM無區別；作I/O口使用時，可通過工作方式以滿足不同需要。8155有一個狀態寄存器，鎖存I/O口和定時器的當前狀態，使CPU查詢用。狀態寄存器和命令寄存器共用一個地址，只能讀入，不能寫入。CPU讀地址時，做狀態寄存器，讀出時是當前I/O口和定時器的狀態，而寫時則作為命令寄存器寫入命令。

篇8

1 設計思路及設計方案

1.1 設計思路

本系統使用八位單片機作為控制器件。當系統進行語音再生時，單片機控制語音合成電路中的語音芯片來讀取其外接的存儲器內部的語音信息，并合成語音信號，再通過語音輸出電路，進行語音報站和提示。同時，單片機讀取傳感器返回的站臺信息，將信息顯示在液晶上。當系統進行語音錄制時，語音信號通過語音錄入電路送給語音合成電路中的語音芯片，由語音芯片進行數據處理，并將生成的數字語音信息存儲到語音存儲芯片中，從而建立語音庫。

1.2 硬件電路設計

硬件電路包括控制器選型、紅外反射模塊電路設計、語音控制電路設計、按鍵電路、指示燈、電源電路設計等；其中控制器選擇STC89C52--帶8K字節閃爍可編程可擦除只讀存儲器，紅外反射模塊電路以TCRT5000紅外反射器為核心，工作電壓：DC 3V～5.5V，推薦工作電壓為5V，檢測距離：1mm～8mm適用，焦點距離為2.5mm；語音控制電路設計以ISD1700芯片為核心，通過軟件編程實現完成指定地址的放音工作，同時還能嵌入整個費額顯示程序中。

1.3 軟件設計

系統上電后，程序自動初始化，通過延時，電源指示燈閃爍，主控器讀取語音芯片存儲的地址及錄音指針，進行復位，將語音置于第一段，完成語音芯片初始化，通過查看位置表是否小于9，來判斷上行線，還是下行線。在LCD12864屏上顯示。再通過紅外傳感器1號和2號輪流觸發，指示燈亮，將得到的信號返回給主控器，再命令語音芯片播放當前站點信息，完成后語音地址自動加1。依次播放顯示，直到最后一段語音播放完畢再返回第一段語音，循環播放。

包括主程序--包括初始化，讀取語音芯片存儲的地址及錄音指針并正確判斷當前站點以決定播放位置并正確播放站點站名等功能；紅外線播站子程序--實現站點的正確播放，并順序播放到達站點的站名等功能；錄音操作子程序--實現站點錄入及修改等功能。

2 電路功能調試

本設計主要有主控制板，LCD12864板，喇叭，電池盒，USB線，排線，共6部分，先將喇叭和LCD12864板與主控制板連接，再連接供電部分，紅外反射器上方不得有物體遮擋。上電后若有問題可以按復位鍵進行初始化。經過靜態及動態電路調試以及軟件調試，所設計的公交車自動報站電路器實現了預期的功能。

3 結語

該系統實現了公交車自動報站功能。本系統功能強大，成本低，系統穩定，無需人工介入，語音音質好，很好的實現了車輛報站的自動化，具有很強的實用性。系統選用ISD1700語音芯片，它的錄音數據被存放方法是通過ISD多級存儲專利技術實現的，用聲音和聲頻信號的自然形式直接存放在故態存儲器，從而提供高質量回放語音的保真度，使得該系統與其他語音報站系統相比較，語音質量較好。另外，本設計仍然存在的許多的不足之處，比如它在報站時刻上不能十分的精確，存在一定的誤差。這些問題都需要在今后的研究工作中加以改進，使系統更完善，更好的為人們服務。

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作者簡介

段了然（1992-），女 ，現為新疆農業大學機械交通學院學生，所學專業：電氣工程及其自動化。

李雪蓮（1967-），女，四川省儀隴縣人，碩士，副教授，研究方向為農業電氣自動化。系本文通訊作者。

篇9

在無線通信技術領域中，GaN高電子遷移率晶體管作為最新的半導體功率器件，由于其本身具有寬禁帶以及擊穿場強高、功率密度高等特征優勢，在高頻以及高功率的功率器件中具有較為突出的適用性，在電子信息系統性能提升方面具有較為明顯和突出的作用優勢，在無線通信技術領域的應用比較廣泛。針對這一情況，本文在進行射頻功率放大器及其電路的設計中，專門采用ADS仿真軟件對于射頻功率放大器及其電路的設計進行研究分析，并對于仿真設計實現的射頻功率放大器在無線通信技術領域中的應用和參數設置進行分析論述，以提高射頻功率放大器的設計水平，促進在無線通信技術領域中的推廣應用。

1 射頻功率放大器的結構原理分析

結合功率放大器在無線通信系統中的功能作用以及對于無線通信技術的影響，在進行射頻功率放大器的設計中，結合要進行設計實現的射頻功率放大器的工作頻帶以及輸出功率等特點要求，以滿足射頻功率放大器的設計與應用要求。在進行本文中的射頻功率放大器設計中，主要通過分級設計與級聯設置的方式，首先進行射頻功率放大器的功率放大級以及驅動級設計實現，最終通過電路設計對于射頻功率放大器的兩個不同級進行連接，以在無線通信中實現其作用功能的發揮，完成對于射頻功率放大器的設計。需要注意的是，在進行射頻功率放大器的功率放大級結構模塊設計中，主要應用GaN高電子遷移率晶體管進行射頻功率放大器功率放大級結構模塊的設計實現，同時在功率放大級結構模塊的電路設計中，注重對于輸出功率保障的設計；其次，在進行射頻功率放大器的驅動級結構模塊設計中，以C波段的功率放大模塊設置為主，電路設計則以增益提升設計為主，并對于增益平坦度和輸出輸入駐波進行保障。如圖1所示，即為射頻功率放大器的功率放大級模塊設計示意圖。

2 射頻功率放大器及其電路的設計分析

結合上述對于射頻功率放大器的結構原理分析，在進行射頻功率放大器的設計中，主要包括射頻功率放大器的功率放大級設計和驅動級水，此外，對于射頻功率放大器電路的設計，也需要結合兩個結構模塊的實際需求進行設計實現的。

2.1 射頻功率放大器的功率放大級模塊設計

在進行射頻功率放大器的功率放大級模塊設計中，主要采用GaN高電子遷移率晶體管進行該結構模塊的設計實現，需要注意的是，在應用GaN高電子遷移率晶體管進行該結構模塊的設計實現中，由于GaN高電子遷移率晶體管目前還不具有較大的信號模型，因此，在進行該結構模塊設計中，注意結合實際設計需求進行選擇應用。在進行射頻功率放大器的功率放大級結構模塊設計中，通過直流偏置仿真設計對于氮化鎵管子的靜態工作點進行確定，也就是實現氮化鎵管子的漏極電流以及漏極偏置電壓、柵極偏置電壓等參數的確定，在對于上述氮化鎵管子靜態工作點進行確定后，通過ADS仿真軟件實現場效應管直流的仿真設計，同時注意在仿真設計中進行二端口模型的添加，并結合上述GaN高電子遷移率晶體管的信號模型情況，進行S參數信號的編輯導入，同時進行直流偏置仿真控件的加入，進行相關數值的確定，以實現射頻功率放大器的功率放大級設計。

此外，在進行射頻功率放大器功率放大級負載阻抗的設計中，根據相關理論，在負載阻抗與網絡匹配良好的情況下，負載阻抗的共軛復數與網絡的輸出阻抗值是相同的，因此，就可以通過計算對于射頻功率放大器功率放大級負載阻抗值進行分析得出，實際上也就是它的共軛復數值。同時，在進行功率放大級設計中，結合封裝參數輸出端的阻抗模型，設計中為了實現場效應管輸出電路匹配的優化，以為輸出電路進行準確的負載阻抗提供，還需要在設計過程中將場效應管的封裝參數在輸出匹配電路中進行設計體現，因此就需要對于Cds參數值進行求取。

最后，在射頻功率放大器功率放大級設計中，偏置電路主要是用于將直流供電結構模塊中所提供的電壓附加在功率放大器的柵極與漏極中，并實現射頻信號以及濾波的隔離和電路穩定實現。在進行功率放大級的電路設計中，注意使用ADS軟件工具對于微帶線尺寸進行計算，病毒與全匹配電路進行微帶線設計，同時通過柵極偏置電路與漏極饋電電路，以實現功率放大級的電路設計。此外，在進行功率放大級模塊設計中，還應注意對于模塊中的任意功率放大芯片，都需要進行相關的穩定性分析，以避免對于射頻功率放大器的作用性能產生影響。

2.2 射頻功率放大器的驅動級模塊設計

在進行射頻功率放大器的驅動級模塊設計中，主要通過C波段功率放大模塊進行該結構模塊的設計應用。其中，在對于驅動級模塊的參數設置中，對于輸出、輸入參數均以內匹配方式進行匹配獲取。對于射頻功率放大器的驅動級設計來講，進行功率放大模塊偏置電路的合理設計，是該部分設計的關鍵內容。

最后，在進行射頻功率放大器的電路設計中，在進行功率放大模塊電路設計中，GaN HEMT結構部分需要進行柵壓的增加設置，并且需要注意柵壓多為負壓，在此基礎上還需要進行漏壓增加設置。值得注意的是，在進行射頻功率放大器的偏置電路設計斷開同時，對于柵壓和漏壓的斷開順序剛好相反，以避免對于功放管造成損壞。

3 結語

總之，射頻功率放大器作為無線通信技術領域的重要器件，對于無線通信技術的發展以及通信質量提升都有重要作用和影響，進行射頻功率放大器及其電路的設計分析，具有積極作用和價值意義。

參考文獻

篇10

1引言

由于砷化鎵微波固態功率放大器具有高頻率、低噪聲、大功率等一系列優點，因此被廣泛應用在軍用雷達、衛星通信、遙控等方面，本文根據砷化鎵器件的自身特性對器件的加電保護電路進行了討論。

2砷化鎵器件特性

砷化鎵器件主要工作原理是當柵極加反向偏壓時，柵壓（絕對值）越大，耗盡層越寬，則中型溝道越窄，溝道電導變小，在漏源電壓一定的情況下，溝道電流變小，即通過柵極電壓控制漏極電流的大小。

3MOS管的加電保護電路設計

MOS晶體管，是單極性晶體管，按導電溝道分為PMOS和NMOS，其具有開關速度快、高頻性能好、輸入阻抗高、驅動功率小等諸多優點，因此常作為砷化鎵器件加電保護電路的開關使用。

4 NMOS管加電保護電路設計

如圖1所示，NMOS管加電保護電路采用設計輸出式串聯型穩壓開關電路，其包括開關電路、采樣電路、基準電壓電路、放大電路共四部分組成。

4.1開關電路

開關電路有晶體管、電阻、電容組成，當沒有負電壓輸入時，晶體管處于飽和狀態，MOS管的柵極為低電平，處于截止狀態；當輸入為負電壓時，晶體管處于截止狀態，MOS管的柵極為高電平，處于飽和或線性放大狀態。

4.2采樣電路

采樣電路是由電阻和二極管組成的分壓器將輸出電壓的一部分作為反饋電壓送到放大電路。

4.3基準電壓電路

基準電壓電路由穩壓管二極管和電阻組成，作為比較的基準。

4.4放大電路

放大電路是由晶體管構成的直流放大電路，它的基-射極電壓是反饋電壓和基準電壓之差，用這個電壓通過放大管去控制調整MOS管。

5 PMOS管開關設計

PMOS管的砷化鎵加電保護電路原理圖如圖2所示，其主要由開關電路組成，其中輸入正壓通過PMOS管由源極輸入，漏極輸出，柵極控制漏源之間的導通，當MOS管柵源電壓高于開啟電平時，MOS管開啟，否則MOS管截止，當負電壓正常提供時MOS管柵極到地導通，大于開啟電平，MOS管開啟，正電壓為砷化鎵器件漏極提供偏置電壓，當負電壓開路或短路時，為零，MOS管截止，正電壓無法通過。

6加電保護電路的適用范圍

6.1 NMOS管加電保護電路適用范圍

采用NMOS管的加電保護電路進行負壓偏置時，其可以實現砷化鎵器件的上電保護，即柵極負電壓控制漏極偏壓的通斷，當柵極沒有負壓偏置時保證漏極沒有正電壓，由于其具有放大電路，故其適用于輸出正壓可穩壓調整的偏置電路。

6.2 PMOS管加電保護電路適用范圍

采用PMOS管的加電保護電路進行負壓偏置時，亦可以實現砷化鎵器件的上電保護，但由于其不具備放大電路，其輸出不具有穩壓功能，故其適用于輸出正壓不可調整的偏置電路。

7結語

本文介紹了基于MOS管的砷化鎵器件加電保護電路的設計方法，并給出了PMOS管、NMOS管的加電保護電路設計實例，當然，用MOS管設計加電保護電路不止上述類型，但文中的原理和方法同樣有助于其他方案的理解和分析。

參考文獻

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TN928-34

文獻標識碼：A

文章編號：1004-373X(2012)05

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Design and simulation of BeiDou navigation receiver LNA

YU Zhi-xi, SU Kai-xiong, CHEN Jun, YANG Hua-wei

(Institute of Physics and Information Engineering, Fuzhou University, Fuzhou 350002， China)

Abstract：

In order to achieve the development of BeiDou navigation satellite receiver front-end，according to the system's requirements including the gain, noise figure, sensitivity and other key indicators, a LNA design based on ATF54143 is introduced. The design used two-stage structure and source transmission line negative feedback technology, input the best noise match and output conjugate matched design, performed simulation with ADS software to get 32 dB gain, 0.45 dB noise figure and1.5 input VSWR.

Keywords： BeiDou navigation; receiver; RF front-end; LNA

收稿日期：2011-10-24

基金項目：2010年福建省重大專項(2010HZ0004-1)；福州市市校科技合作項目(2011-G-105);福州大學科技發展基金(2011-XY-23)

0 引 言

北斗導航系統是我國獨立研制開發的衛星導航定位通信系統，可以對我國領土、領海及周邊地區的用戶進行定位及定時授時，并且可以實現各用戶之間、用戶與中心控制站之間的簡短報文通信［1］。

作為衛星定位導航接收機系統關鍵部分的射頻模塊，主要包含接收與發射兩大部分。接收部分的主要功能是接收來自多顆衛星的微弱的S波段微波信號，并將其進行低噪聲放大、濾波和下變頻后形成中頻信號，送給后端處理模塊；發射部分則將本機的短信息經過調制、上變頻和放大后形成大功率的L波段射頻信號，再通過天線發送給衛星［2］。因此，射頻模塊的高性能、高可靠性是保證整機正常工作的前提。

本文根據系統指標要求，提出一種基于ATF54143的LNA設計方案，并用ADS軟件進行了仿真。

1 接收機低噪聲放大器指標要求

射頻前端是所有無線電接收機中最關鍵的組成部分，射頻前端的設計一直是無線電接收機中最關鍵的環節。“北斗”信號到達地面的最低功率為-127.6 dBm，正常時為-116.8 dBm，載波頻率為2 491.75 MHz，帶寬為8.16 MHz。設計的接收機要保證系統在大部分時間內都能對衛星信號進行有效地捕獲，這樣設定接收機的靈敏度為［3］-118 dBm。現在北斗接收機射頻芯片的最低輸入信號功率一般為［4］-100 dBm，所以LNA增益需要大于18 dB，考慮一定的余量，增益設計為［5］30 dB。為了實現正常的OQPSK解調，射頻接收部分輸出給基帶部分的信噪比為-17 dB，根據北斗接收機的靈敏度要求，可以得到北斗接收機的最大噪聲系數為［3］3.8 dB。前端低噪聲放大器的指標要求如表1所示。

2 基于ATF54143的低噪聲放大器設計

2.1 偏置電路設計

偏置電路是放大器不可缺少的電路單元，偏置的作用是在特定的工作條件下為有源器件提供適當的靜態工作點，并抑制晶體管參數的離散性以及溫度變化的影響，從而保持恒定的工作特性。如果偏置電路設計不當，會影響電路的噪聲系數及功率增益等參數。從ATF-54143手冊可以看出，該放大管在源漏極電流20 mA靜態工作點下，在2.4 GHz頻點上的最大功率增益是16.5 dB，可以得到最小的噪聲系數為0.4 dB。由于ATF54143的封裝上有兩個柵極，因此偏置電流ID設計為40 mA，通過計算可以得到偏置電阻R1=337 Ω，R2=38 Ω。

2.2 穩定性分析

放大器電路必須滿足的首要條件之一是其在工作頻帶內的穩定性，當一個射頻放大器工作在不穩定區域時，該電路就無法完成正常的放大作用，反而會出現振蕩信號。穩定性意味著反射系數的模小于1［6］，即：

一般晶體管的S11和S22參數的模小于1，S12不為0，不能把晶體管視為單向性元件，輸入反射系數不僅和S11有關系，同時和負載反射系數ΓL有關，不合適的負載，有可能使Γin>1，導致輸入端不穩定；同理，不合適的源反射系數ΓS，有可能使Γout>1，導致輸出端不穩定。

在進行低噪聲放大器穩定性分析時，需要在放大器的直流和交流通路之間添加射頻扼流電路，它實質是一個無源低通電路，使直流偏置信號能傳輸到晶體管引腳，而晶體管的射頻信號不能進入直流通路，這里先用村田電感模型進行仿真，再加上旁路電容。同時，直流偏置信號不能傳到兩端的Term端口，需要加隔直電容。

通過仿真，得出在2.49 GHz工作頻率下的穩定性系數為0.968。由晶體管放大器理論可知，該放大器電路不穩定，為了使系統穩定，最常用的方法就是添加負反饋。本次設計中，采用在源極添加一小段短路傳輸線作為負反饋，加上偏置電路和反饋后的電路如圖1所示，仿真結果如圖2所示。由圖可以看出，在整個頻帶下都是穩定的。

2.3 噪聲分析

對許多射頻放大器來說，在低噪聲前提下對信號進行放大是系統的基本要求，可惜放大器的低噪聲要求與其他參數，如穩定性、增益等相沖突［7］。圖3是等噪聲系數圓和等增益系數圓的仿真結果。m2是最大增益時的輸入阻抗;m3和m4是最小噪聲時的輸入阻抗。從仿真結果中可以看出,最小噪聲特性和最大增益是不能同時實現的，為了得到較小的噪聲系數，必然會減小LNA的增益，所以，噪聲和增益必須擇中選取。一般LNA的設計原則是把源阻抗匹配到最佳噪聲源阻抗，犧牲一定的增益，此時的噪聲系數為0.427 dB，增益為15.78 dB。

2.4 最佳噪聲匹配電路設計

從等噪聲系數圓的仿真結果可以看出，源阻抗需匹配到最佳噪聲源阻抗(23.65-j*21.1) Ω，在設計輸入匹配電路時，需把最佳源阻抗的共軛(23.65+j*21.0) Ω變換為輸入阻抗50 Ω。設計輸出匹配電路時，先通過仿真工具得到晶體管的輸出阻抗為(56.739-j*30.562) Ω，把50 Ω變換為該阻抗的共軛(56.739+j*30.562) Ω，輸入、輸出匹配電路設計如圖4所示。

仿真結果如圖5所示，可以看出已經是最低噪聲匹配，此時的增益為15.740 dB。

2.5 兩級放大器設計

為了達到30 dB的增益，需要采用兩級結構，第一級放大器的噪聲系數對系統的影響最大，因此第一級應用最小噪聲系數匹配的原則來完成電路設計，第二級用共軛匹配設計，以達到增益最大化的要求。設計電路如圖6所示，兩級之間的連接應該采用共扼匹配設計，以防止回波損耗變大而使系統的性能變差。

同時為了使電源輸入端更好的射頻接地，需要在電源端并聯三個電容，分別為1 μF，10 nF和10 pF，它們具有不同的自諧振頻率，這樣能使整個頻帶都具有較好的接地效果。由于較高的增益會使得輸入駐波比變差，所以通過ADS自帶的調諧功能，調整輸出匹配電路，使得在增益和駐波比兩個方面都達到一個比較理想的結果。

篇12

光電探測器所接收到的信號一般都非常微弱，而且光探測器輸出的信號往往被深埋在噪聲之中，因此，要對這樣的微弱信號進行處理，一般都要先進行預處理，以將大部分噪聲濾除掉，并將微弱信號放大到后續處理器所要求的電壓幅度。這樣，就需要通過前置放大電路、濾波電路和主放大電路來輸出幅度合適、并已濾除掉大部分噪聲的待檢測信號。其光電檢測模塊的組成框圖如圖1所示。

2光電二極管的工作模式與等效模型

2．1光電二極管的工作模式

光電二極管一般有兩種模式工作：零偏置工作和反偏置工作，圖2所示是光電二極管的兩種模式的偏置電路。圖中，在光伏模式時，光電二極管可非常精確的線性工作；而在光導模式時，光電二極管可實現較高的切換速度，但要犧牲一定的線性。事實上，在反偏置條件下，即使無光照，仍有一個很小的電流(叫做暗電流或無照電流1。而在零偏置時則沒有暗電流，這時二極管的噪聲基本上是分路電阻的熱噪聲；在反偏置時，由于導電產生的散粒噪聲成為附加的噪聲源。因此，在設計光電二極管電路的過程中，通常是針對光伏或光導兩種模式之一進行最優化設計，而不是對兩種模式都進行最優化設計［4］。

一般來說，在光電精密測量中，被測信號都比較微弱，因此，暗電流的影響一般都非常明顯。本設計由于所討論的待檢測信號也是十分微弱的信號，所以，盡量避免噪聲干擾是首要任務，所以，設計時采用光伏模式。

2．2光電二極管的等效電路模型

工作于光伏方式下的光電二極管的工作模型如圖3所示，它包含一個被輻射光激發的電流源、一個理想的二極管、結電容和寄生串聯及并聯電阻。圖中，IL為二極管的漏電流；ISC為二極管的電流；RPD為寄生電阻；CPD為光電二極管的寄生電容；ePD為噪聲源；Rs為串聯電阻。

由于工作于該光伏方式下的光電二極管上沒有壓降，故為零偏置。在這種方式中，影響電路性能的關鍵寄生元件為CPD和RPD，它們將影響光檢測電路的頻率穩定性和噪聲性能。CPD是由光電二極管的P型和N型材料間的耗盡層寬度產生的。耗盡層越窄，結電容的值越大。相反，較寬的耗盡層(如PIN光電二極管)會表現出較寬的頻譜響應。硅二極管結電容的數值范圍大約在20或25pF到幾千pF以上。而光電二極管的寄生電阻RPD(也稱作"分流"電阻或"暗"電阻)，則與光電二極管的偏置有關。

與光伏電壓方式相反，光導方式中的光電二極管則有一個反向偏置電壓加至光傳感元件的兩端。當此電壓加至光檢測器件時，耗盡層的寬度會增加，從而大幅度地減小寄生電容CPD的值。寄生電容值的減小有利于高速工作，然而，線性度和失調誤差尚未最優化。這個問題的折衷設計將增加二極管的漏電流IL和線性誤差。

3電路設計

3．1主放大器設計

眾多需要檢瀏的微弱光信號通常都是通過各種傳感器來進行非電量的轉換，從而使檢測對象轉變為電量(電流或電壓)。由于所測對象本身為微弱量，同時受各種不同傳感器靈敏度的限制，因而所得到的電量自然是小信號，一般不能直接用于采樣處理。本設計中的光電二極管前置放大電路主要起到電流轉電壓的作用，但后續電路一般為A／D轉換電路，所需電壓幅值一般為2V。然而，即使是這樣，而輸出的電壓信號一般還需要繼續放大幾百倍，因此還需應用主放大電路。其典型放大電路如圖4所示。

該主放大器的放大倍數為A=l＋R2/R3，其中R2為反饋電阻。為了后續電路的正常工作，設計時需要設定合理的R2和R1值，以便得到所需幅值的輸出電壓。即有

3．2濾波器設計

為使電路設計簡潔并具有良好的信噪比,設計時還需要用帶通濾波器對信號進行處理。為保證測量的精確性，本設計在前置放大電路之后加人二階帶通濾波電路，以除去有用信號頻帶以外的噪聲，包括環境噪聲及由前置放大器引人的噪聲。這里采用的有源帶通濾波器可選通某一頻段內的信號，而抑制該頻段以外的信號。該濾波器的幅頻特性如圖5所示。圖5中，f1、f2分別為上下限截止頻率，f0為中心頻率，其頻帶寬度為：

B=f2-f1=f0/Q

式中，Q為品質因數，Q值越大，則隨著頻率的變化，增益衰減越快。這是因為中心頻率一定時，Q值越大，所通過的頻帶越窄，濾波器的選擇性好。

有源濾波器是一種含有半導體三極管、集成運算放大器等有源器件的濾波電路。這種濾波器相對于無源濾波器的特點是體積小、重量輕、價格低、結構牢固、可以集成。由于運算放大器具有輸人阻抗高、輸出阻抗低、高的開環增益和良好的穩定性，且構成簡單而且性能優良。本設計選用了去處放大器來進行設計。

本設計選用了去處放大器來進行設計。

圖6所示的二階帶通濾波器是一種二階壓控電壓源(VCVS)帶通濾波器，其濾波電路采用有源濾波器完成，并由二階壓控電壓源(VCVS)低通濾波器和二階壓控電壓源高通濾波器串接組成帶通濾波器。

對于第一部分，即低通濾波器，系統要求的低通截止頻率為fc，其傳遞函數為：

第二部分為高通濾波器，系統要求的高通截止頻率為fc，其傳遞函數如下：

4完整的檢測電路設計

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1.引言

大多數運算放大器要求雙電源供電，即用兩個端電壓大小相等、極性相反的電源分別與運算放大器的+VCC端子和-VEE端子相連，而公共端接地。運算放大器本身沒有接地端子，任何接地的輸入信號源也就自動以+VCC和-VEE之間的中點電壓（地電位）為參考點，所以輸出電壓也自動以地電位為參考點。單電源供電則不同，電源的正負端分別與+VCC和-VEE相接，-VEE同時作為輸入輸出的接地點。單電源和雙電源供電最大的不同是輸出的動態范圍，雙電源供電的輸出電壓不可能低于-VEE，也不可能高于+VCC，因此輸出動態范圍是接近但小于從-VEE到+VCC的一個正負區間；而單電源供電的輸出動態范圍是接近但小于0V到+VCC的一個正值區間。單電源運放設計技術的復雜性，就在于除了要考慮輸入輸出之間的傳輸特性，如的同相、反相以及增益外，還要根據輸入信號的變化范圍設計適當的偏置電路，讓輸出信號的變化始終處在低于電源電壓VCC的正值范圍以內。要解決這個問題有時采用交流耦合可能會簡單一些，但這會使帶寬變窄，對于某些輸出信號變化非常緩慢的傳感器來說不適用。因此本文只討論直流耦合單電源運放的設計技術。

實際上，因為運算放大器本身沒有接地管腳，無論雙電源供電的普通運放還是特意指明的單電源運放，只要+VCC和-VEE之間不超過最大額定電壓，都可以雙電源供電或單電源供電，但普通運放采用單電源供電做不到0V輸入、0V輸出，應用有一定的局限性。而特意指明的單電源運放，由于內部輸入輸出電路經過專門設計，既可以0V輸入也可以0V輸出，比如LM324的輸出范圍是0V至VCC-1.5V。特別是具有軌對軌（Rail-to-Rail）特性的單電源運放比如OPA2350、MAX4634、MAX492等，輸出范圍非常接近0V到VCC。再就是普通運放一般需要±10V以上的電壓才具有良好的性能，改為單電源供電后需要20V以上，這對低壓、低功耗的的便攜設備是不太合適的。以下討論都以具有軌對軌特性的單電源運放為基礎。

2.設計思路

設計一個單電源供電的運放電路，如果已知輸入電壓從變化到時，對應的輸出電壓從變化到，那么根據線性關系，對于允許范圍內任意的輸入電壓，相應的輸出電壓必然滿足直線方程：

其中，

是電路的交流增益，是同相放大電路，是反相放大電路。是由偏置作用在輸出電壓上產生的偏移電壓（表現為軸上的截距），可由任意一對已知的輸入、輸出電壓求得：

通常它與輸入電路上所加的一個固定偏置電壓源存在如下比例關系：

是比例系數。對普通雙電源運放總有，而單電源運放卻不一定，而且可正、可負。綜合上述、及與和的各種組合，可以得到表1列出六種情況，分別對應著一種類型的電路。因此，我們可以事先根據和的取值特征，以 作為傳輸特性設計出六種類型的通用電路，并給出和與電路元件之間的關系式。針對具體應用時，只要根據設計要求，任意給出兩對輸入輸出電壓，便可通過前邊給出的公式計算出電路的交流增益和偏移電壓，然后根據和的符號和取值選擇相應類型的電路，并計算元件參數。

表1

3.不同類型的單電源運放電路

以下各個電路中略去了電源的連接。實際一概應為：電源的正端接運放的+VCC管腳，負端接-VEE管腳和地。

3-1 ， 無偏置同相放大電路

可以采用圖1所示的電路。輸出與輸入電壓的關系為：

圖1 ， 無偏置同相放大電路

對比 ，電路的交流增益為，。

3-2 ， 無偏置反相放大電路

可以采用圖2所示的電路。輸出與輸入電壓的關系為：

圖2 ， 無偏置反相放大電路

對比 ，電路的交流增益為，。

3-3 ， 正偏置同相放大電路

可以采用圖3所示的電路。輸出與輸入電壓的關系為：

圖3 ， 正偏置同相放大電路

對比 ，以及，可知電路的交流增益和偏置系數分別為：

這種電路允許輸入信號在正負之間變化，當時，輸出動態范圍最大。

如果讓電路中，，則輸出與輸入的關系可以簡化成：

電路的偏置系數，交流增益和偏移電壓可以分別調整互不影響，而且只有兩個電阻參數需要計算。此時，電路獲得最大輸出動態范圍的條件是。

3-4 ， 正偏置反相放大電路

可以采用圖4所示的電路。輸出與輸入電壓的關系為：

圖4 ， 正偏置反相放大電路

對比 ，以及，可知電路的交流增益和偏置系數分別為：

這種電路也允許輸入信號在正負之間變化，且當時，輸出動態范圍最大。

讓電路中，，則輸出與輸入的關系可以簡化成：

電路的偏置系數，交流增益和偏移電壓可以分別調整互不影響，而且只有兩個電阻參數需要計算。此時，電路獲得最大輸出動態范圍的條件是。

3-5 ， 負偏置同相放大電路

可以采用圖5所示的電路。輸出與輸入電壓的關系為：

圖5 ，負偏置同相放大電路

對比 ，以及，可知電路的交流增益和偏置系數分別為：

這種電路只允許輸入信號在某個正值區間變化（參見表1）。

3-6 ， 負偏置反相放大電路

可以采用圖6所示的電路。輸出與輸入電壓的關系為：

圖6 ，負偏置反相放大電路

對比 ，以及，可知電路的交流增益和偏置系數分別為：

這種電路只允許輸入信號在某個負值區間變化（參見表1）。

4.設計舉例

某采用VCC=+5V單電源供電的便攜儀器要求把磁通門傳感器輸出的-7V到+7V電壓轉變成為0到5V的電壓，之后送給ADS1251 24位AD轉換器。我們選用軌對軌輸出的單電源運放MAX4634完成這個轉換工作。首先用輸入輸出特性上的兩個已知點（-7V，0V）和（7V，5V）計算要求的交流增益和輸出偏移量：

因為，，所以選用圖3所示的正偏置同相放大電路。同時讓，，使輸入輸出關系式得以簡化。根據前面的討論，這時電路的偏移電壓，交流增益=0.357，取，則。設計結果如圖7所示。

圖7 正偏置同相放大電路設計實例

本實例取自筆者開發的儀器，已應用多年。

參考文獻：